燕山大学 CDIO课程项目研究报告
项目名称： H桥可逆直流调速系统设计与实验
学院（系）：电气工程学院
年级专业：
学号：
学生姓名：
指导教师：
日期： 2014年6月3日
目录
前言 (1)
摘要 (2)
第一章调速系统总体方案设计 (3)
1.1 转速、电流双闭环调速系统的组成 (3)
1.2.稳态结构图和静特 (4)
1.2.1各变量的稳态工作点和稳态参数计算 (6)
1.3双闭环脉宽调速系统的动态性能 (7)
1.3.1动态数学模型 (7)
1.3.2起动过程分析 (7)
1.3.3 动态性能和两个调节器的作用 (8)
第二章 H桥可逆直流调速电源及保护系统设计 (11)
第三章调节器的选型及参数设计 (13)
3.1电流环的设计 (13)
3.2速度环的设计 (15)
第四章Matlab/Simulink仿真 (17)
第五章实物制作 (20)
第六章性能测试 (22)
6.1 SG3525性能测试 (22)
6.2 开环系统调试 (23)
总结 (26)
参考文献 (26)
前言
随着交流调速的迅速发展，交流调速技术越趋成熟，以及交流电动机的经济性和易维护性，使交流调速广泛受到用户的欢迎。但是直流电动机调速系统以其优良的调速性能仍有广阔的市场，并且建立在反馈控制理论基础上的直流调速原理也是交流调速控制的基础。采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。但如果对系统的动态性能要求较高，如要求快速起制动、突加负载动态速降时，单闭环系统就难以满足。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程中的电流或转矩。在单闭环系统中，只有电流截至负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的控制电流的动态波形。实际工作中，在电机最大电流受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流转矩为允许最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度启动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程，按照反馈控制规律，电流负反馈就能得到近似的恒流过程。问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不要电流负反馈发挥主作用，因此需采用双闭环直流调速系统。这样就能做到既存在转速和电流两种负反馈作用又能使它们作用在不同的阶段。
项目预期成果：
设计一个双闭环可逆直流调速系统，实现电流超调量小于等于5%；转速超调量小于等于5%；过渡过程时间小于等于0.1s的无静差调速系统。
项目分工：参数计算：
仿真：
电路设计：
电路焊接：
PPT答辩：
摘要
本设计的题目是基于SG3525的双闭环直流电机调速系统的设计。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。如果对系统的动态性能要求较高，则单闭环系统就难以满足需要。而转速、电流双闭环直流调节系统采用PI调节器可以获得无静差；构成的滞后校正，可以保证稳态精度；虽快速性的限制来换取系统稳定的，但是电路较简单。所以双闭环直流调速是性能很好、应用最广的直流调速系统。本设计选用了转速、电流双闭环调速控制电路，本课题内容重点包括调速控制器的原理，并且根据原理对转速调节器和电流调节器进行了详细地设计。概括了整个电路的动静态性能，最后将整个控制器的电路图设计完成,并且进行仿真。
关键词：双闭环直流可逆调速系统、H桥驱动电路、SG3525信号产生电路、PI调节器、MATLAB仿真
第一章调速系统总体方案设计
1.1转速单闭环调速系统的组成
图1.带电流截止反馈的转速单闭环直流调速系统
1.2稳态结构框图和静特性
为了分析单闭环调速系统的静特性，先绘出了它的电流截止负反馈环节的输人一输出特性如图2所示。
图2.电流截止负反馈环节的输人一输出特性
的闭环直流调速系统稳态结构图，如图3所示。
图3带电流截止反馈的闭环直流稳态结构框图
3
上式对应带电流截止反馈闭环调速系统的静特性如图4 4
1.3双闭环脉宽调速系统的动态性能
1.3.1动态数学模型
考虑到单闭环控制的结构可绘出单闭环调速系统的动态结构图，如图5所示。图中
W表示转速调节器的传递函数。为了引出电流反馈，电机的动态结构图中必须()
ASR S
把电流
I显露出来。
d
图5单闭环直流调速系统的动态结构框图
1.3.2起动过程分析
设置单闭环控制的一个重要目的就是要获得接近于理想的起动过程，因此在分析
单闭环调速系统的动态性能时，有必要首先探讨它的起动过程。
(a)
带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 (b)理想快速起动过程
图6 调速系统起动过程的电流和转速波形
1.3.3 动态性能和调节器的作用 1）动态抗扰性能 1．抗负载扰动
由图5动态结构图中可以看出，负载扰动作用在电流环之后，只能靠转速调节器来产生抗扰作用。因此，在突加（减）负载时，必然会引起动态速降（升）。为了减少动
I
dL
n
I d
I dm
I dL n
t
I d O
I dm
I dcr
n
n
(a)
(b)
态速降（升），必须在设计ASR时，要求系统具有较好的抗扰性能指标。
2.抗电网电压扰动
图7单闭环脉宽调速系统的动态抗扰性能2）转速调节器的作用
（1）使转速n跟随给定电压
*
m
U变化，稳态无静差。
（2）对负载变化起抗扰作用。
（3）其输出限幅值决定允许的最大电流。
5 7
第二章H桥可逆直流调速电源及保护系统设计
直流调速用的可控直流电源
直流驱动系统电压控制的方式来调节电枢电压需要一个特殊的可控直流电源。比较常用的可以控制直流电源有以下三个：
1、静态控制整流器
使用静态可控整流得到一个可调的直流电压。
2、直流斩波器或脉宽调制转换器：
用不变的直流电源或者不可以控制的整流电源提供电能，使用电力电子开关器件斩波器或脉宽调制，从而产生可以变化的直流电压。
3、旋转变流机组
由交流电机和直流发电机组成单位，获得可调的直流电压。旋转变流机组需要的设备多，体积大，费用高，效率低，安装复杂，运行有噪声，维护不方便。静止式可控整流器虽然克服了旋转变流机组的许多缺点，而且还大大缩短了响应时间，但闸流管容量小，汞弧整流器造价较高，体积仍然很大，维护麻烦，万一水银泄漏，将会污染环境，危害身体健康。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统，由于晶闸管的单向导电性，它不允许电流反向，给系统的可逆运行造成困难。同时，其对过电压、过电流都十分敏感，容易损坏器件。由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。
直流220V的电源可通过单相桥式整流电路产生，但是由于整流电路的输出电压具有较大的交流部分，不能适合大多数电子电路及设备的要求。因此，一般在整流后，还需要利用滤波电路将脉动的直流电压变为平滑的直流电压。
电源电路如图所示，与用于信号处理的滤波电路相比，直流电源中滤波电路的显著特点是：均采用无源电路；理想情况下，滤去所有交流成分，只保留直流成分；
能够输出较大电流。
系统的保护包括过压，过流和短路保护。该模块用于电枢电流的检测与过流保护，至于电枢回路和直流母线侧。
限流电阻：为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流，在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻（或电抗），通上电源时，先限制充电电流，再延时用开关K将短路，以免长期接入时影响整流电路的正常工作，并产生附加损耗。
泵升限制电路：当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将会变成电能，并通过双极式可逆PWM 变换器回送给直流电源。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回送电能，电机制动时只好给滤波电容充电，从而使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，所以必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路。当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻R上。
第三章调节器的选型及参数设计
①设计要求：电流超调量5%
转速超调量
过渡时间
②本报告设计为H 桥可逆直流双闭环调速系统，分为内环电流环ACR 与外环转速环ASR 两部分，现将参数整定如下： 设计已知基本参数为：
直流电动机额定电压： U N =54V
额定电流： I N =3.24A 额定转速： n N =1450r/min 电枢电阻： R a =1.5Ω 电枢回路总电阻： R=4Ω 电枢电感： L = 2mH
转动惯量： J=0.76g.
触发整流环节的允许过载倍数：λ=1.5 3.1电流环的设计 3.1电流环的设计
根据设计要求电流超调量
，并保证稳态电流无差，可按典型I 型系统设计电
流调节器。电流控制。电流环控制对象是双惯性型的,所以把电流调节器设计成PI 型的，其传递函数为
1
()i ACR i
i s W s K s
ττ+= 式中 i K ——电流调节器的比例系数；i τ——电流调节器的超前时间常数 a ． 计算电流调节器参数
电流环小时间之和按小时间常数近似处理：
i s oi 0.0000250.000030.000055T T T ∑=+=+=(s T 和oi T 一般都比l T 小得多,可以当作小
惯性群近似地看作是一个惯性环节)。
ACR 超前时间常数i l 0.0005s T τ==；电流环开环时间增益:要求5%i σ≤，故应取
i 0.5I K T =∑，因此 10.50.5
9090.9090.000055I i K s T -∑=
==
于是，ACR 的比例系数为:
0.00054
9090.9090.8172.0610.8i i I
s R K K K τβ?==?=?
b ． 校验近似条件 电流环截止频率
19090.909ci I K s ω-==
晶闸管装置传递函数近似条件：
s
T 31
i c ≤
ω 即
11113333.33330.000025ci s s T ω-==?＞
满足近似条件；
忽略反电动势对电流环影响的条件：
,1
3
l
m ci T T ≥ω
即
1l 113
3787.430.029030.0005
ci
m s T T ω-==
满足近似条件；
小时间常数近似处理条件：
oi
s ci T T 1
31≤
ω
即
11111
12171.6330.0000250.00003
ci
s oi s T T ω-==>?
满足近似条件。
按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随指标为,满足设计要
求。
⑵转速调节器设计 a. 选择调节器结构
按跟随和抗扰性能都能较好的原则,在负载扰动点后已经有了一个积分环节,为了实现转速无静差还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节,因此需要Ⅱ由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型Ⅱ型系统—选用设计PI 调节器，其传递函数为
1
()n ASR n
n s W s K s
ττ+= b. 计算转速调节器参数
电流环等效时间常数=220.0000550.00011n T ∑=?=
转速环小时间常数n T ∑：按小时间常数近似处理，取n T ∑=+Ton=0.00111s 根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取5h =，则ASR 超前时间常数为
50.001110.00555n n hT s s τ∑==?=
转速开环增益：
22
222
1697934.6922250.00111N n h K s s h T --∑+=
==??
ASR 的比例系数：
(1)6 2.060.033890.02903
0.505
2250.06940.00111e m n n h C T K h RT βα∑+???=
==????
c. 近似校验 转速截止频率为：
1
1
3826.530.00555543.54N
cn N n K K s ωτω-=
==?=
电流环传递函数简化条件：
cn ω≤
现在
4285.5== cn
ω> 满足简化条件。
转速环小时间常数近似处理条件：
cn ω≤
现在
1005.04cn ω≤
= cn
ω>
满足近似条件。
当h=5时，查表得，n σ=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况重新计算超调量。
设理想空载起动时，负载系数z=0。
m n
nom b T T n n z C C ∑*??-??=)(2%)(max n λσ
当h=5时，
%2.81%max
=?b
C C
max 3.244370.2min min 0.035dnom e I R r
r
n C ??=
==
因此
370.20.00181.2%2 1.5 2.14%5%14500.02903n σ=???
?=<
满足设计要求。
第四章Matlab/Simulink仿真
根据理论设计结果，构建直流双闭环调速系统的仿真模型[7][10]，如图3-5所示：
图3-5直流双闭环调速系统的仿真模型
为了使系统模型更简洁，利用了Simulink的打包功能将调节器模型缩小为一个分支模块[10]，如图3-6(a)、(b)所示：
（a）（b）
图3-6 （a）转速调节器ASR （b）电流调节器ACR
运行已构建好的Simulink直流双闭环调速系统仿真模块[10]，在空载、满载和扰动下，对系统进行仿真得到电动机转速、电流的仿真波形分别如图3-7、3-8、3-9所示：
-200
0200
4006008001000120014001600
图3-7转速环空载高速起动波形图
-200
02004006008001000120014001600
图3-8转速环满载高速起动波形图
图3-9 t=1s 时加入负载扰动转速环的抗扰波形图