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ZXD2400(V4.3)改可调图

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电压控制在反面

倍流同步整流在DCDC变换器中工作原理分析

倍流同步整流在DC/DC变换器中工作原理分析 在低压大电流变换器中倍流同步整流拓扑结构已经被广泛采用。就其工作原理进行了详细的分析说明,并给出了相应的实验和实验结果。 关键词:倍流整流;同步整流;直流/直流变换器;拓扑 0 引言 随着微处理器和数字信号处理器的不断发展,对芯片的供电电源的要求越来越高了。不论是功率密度、效率和动态响应等方面都有了新要求,特别是要求输出电压越来越低,电流却越来越大。输出电压会从过去的3.3V降低到1.1~1.8 V之间,甚至更低[1]。从电源的角度来看,微处理器和数字信号处理器等都是电源的负载,而且它们都是动态的负载,这就意味着负载电流会在瞬间变化很大,从过去的13A/μs到将来的30A/μs~50A/μs[2]。这就要求有能够输出电压低、电流大、动态响应好的变换器拓扑。而对称半桥加倍流同步整流结构的DC/DC变 换器是最能够满足上面的要求的[3]。 本文对这种拓扑结构的变换器的工作原理作出了详细的分析说明,实验结果 证明了它的合理性。 1 主电路拓扑结构 主电路拓扑如图1中所示。由图1可以看出,输入级的拓扑为半桥电路,而输出级是倍流整流加同步整流结构。由于要求电路输出低压大电流,则倍流同步 整流结构是最合适的,这是因为: 图1 主电路拓扑 1)变压器副边只需一个绕组,与中间抽头结构相比较,它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半,所以损耗在副边的功率相对较小; 2)输出有两个滤波电感,两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流,而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用,所以,最终得到了很小的输出电 流纹波;

3)流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半,与中间抽头结构相比较,在输出滤波电感上的损耗明显减小了; 4)较少的大电流连接线(high current inter-connection),在倍流整流拓扑中,它的副边大电流连接线只有2路,而在中间抽头的拓扑中有3路; 5)动态响应很好。 它唯一的缺点就是需要两个输出滤波电感,在体积上相对要大些。但是,有一种叫集成磁(integrated magnetic)的方法,可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁芯内,这样可以大大地减小变换器的体积。 2 电路基本工作原理 电路在一个周期内可分为4个不同的工作模式,如图2所示,理想的波形图 如图3所示。 (a) 模式1[t0-t1] (b) 模式2[t1-t2]

应用同步整流技术实现双向DC/DC变换

应用同步整流技术实现双向DC/DC变换 [日期:2006-11-9] 来源:电源技术应用作者:浙江大学姜德来吕征宇[字体:大中小] 摘要:在Buck同步整流技术的基础上,充分利用其电路的特点,提出了双向直流变换器,并分析了其可行性。针对双向恒压和双向恒流两种控制方式,分析了各自的开关管驱动脉冲要求,并给出了相应控制脉冲的实现方法。通过实验加以验证。 关键词:双向;同步整流;恒压;恒流 0 引言 同步整流技术是近几年研究的热点,主要应用于低压大电流领域,其目的是为了解决续流管的导通损耗问题。采用一般的二极管续流,其导通电阻较大,应用在大电流场合时,损耗很大。用导通电阻非常小的MOS管代替二极管,可以解决损耗问题,但同时对驱动电路提出了更高的要求。 此外,对Buck电路应用同步整流技术,用MOS管代替二极管后,电路从拓扑上整合了Buck和Boost两种变换器,为实现双向DC/DC变换提供了可能。在需要单向升降压且能量可以双向流动的场合,很有应用价值,如应用于混合动力电动汽车时,辅以三相可控全桥电路,可以实现蓄电池的充放电。 l 工作原理 1 1 电路拓扑 双向同步整流电路拓扑如图1所示。当电路工作于正向Buck时,Sw作为主开关管,当Sw导通时,SⅡ关断,电感L储能;当Sw关断时,SR导通续流,电感L释能给输出负载供电。当电路工作于反向Boost升压电路时,SR作为主开关管,当SR导通时,Sw关断,电感L储能;当SR关断时,Sw导通续流,电感L释能给输出负载供电。

1.2 参数设计 设置电感L是为了抑制电流脉动,因此其设计依据是电流纹波要求。电容C1主要是为了在Boost电路Sw关断时,维持输出电压恒定,而电容C2主要是为了抑制Buck输出电压脉动,其设计依据是电压纹波要求,因此两个电容的参数设计并不一致。具体算式如下。 式中:Vg为Buck电路输入电压; Vo为Boost电路输入电压; D为Sw管的占空比: △Q为对应输出电压纹波的电荷增量; △Vo为Buck电路输出电压纹波要求; △Vg为Boost电路输出电压纹波要求; △lmin为Buck和Boost电路电流纹波要求的较小值; I为电感电流。 1.3双向恒流型控制 1)当电路工作在Buck模式时,被控制的是电感电流,目的是为了维持电感电流恒定。电路参数方程为

一种全桥同步整流器的设计及其应用

一种全桥同步整流器的设计及其应用 2012-10-24 22:01:37 来源:21IC 关键字:全桥同步整流器 由于现代高速超大规模集成电路的尺寸不断减小,同时又对功率要求的不断增加。因此必须提高供电电源的功率密度,在有限的散热空间里增加功率密度,就必须提高电源的工作效率。近年来,通过增加输出级同步整流、引入软开关技术等,使得开关电源的效率得到了大幅提高。如何进行一步提高其工作效率,笔者从输入级的一次整流入手进行了相应分析和研究。 1 原理与设计 1.1 桥式整流与桥式同步整流分析 一般开关电源中一次整流电路结构如图1所示。因为图中电源V1由电网提供,要采用高压二极管对其进行整流,所以D1,D2,D3,D4的压降约为1 V。当输出电流为I时,将在整个整流桥上产生P(VD)=1×2×I的功率损耗。 桥式同步整流电路结构如图2所示,图中M1、M2、M3、M4为n沟道增强型功率MOS 管,其中D1、D2、D3、D4为其寄生体二极管。图中左半部分为其驱动信号产生模块。 为进一步提高电源变换器的效率,降低一次整流部分的损耗是提高电源变换器工作效率的一种有效途径。采用P-MOSFET管来实现整流功能的整流电路称为同步整流电路,P-MOSFET管不像二极管那样能自动截止反向电流,需要用P-MOSFET管来实现同步整流,必须控制P-MOSFET管的导通和关断,而P-MOSFET管的导通和关断又取决于它的栅极驱

动信号。因此,在设计同步整流P-MOSFET管栅极驱动信号的大小和时序,要确保同步整流电路的正常工作。图3为相应开关管M1、M2、M3、M4控制信号S1、S2、S3、S4波形图。 为防止开关管发生直通的现象,在上下桥臂的波形切换之间加入了死区时间Tdeadtime。 因为工作频率在50 Hz,所以无需考虑其开关损耗。桥式同步整流电路中功率损耗主要发生在其导通的直流电阻RDS上,即P=(RDS×2)I2,图4给出了相应损耗功耗曲线。 设全桥整流时整流桥的损耗功率P(VD)=2×I。设全桥同步整流时开关管的损耗功率P(VT)=Ron×I2。与全桥整流相比全桥同步整流所节省的功率损耗P(D)=P(VD)-P(VT)=2×I-Ron×I2。根据函数的增减性,当I=1/Ron时,P(D)可取得最大值。 1.2 相应参数计算 此部分主要考虑将输入正弦波变为与之同步的方波,相应电路如图5所示。为防止整流开关管发生直通的现象,在上下桥臂波形切换之间加入了死区时间。引死区时间由过零比较电压时行设定,即电阻R1与电阻R2、R3与电阻R4的比值来确定。死区时间Tdeadtime 在整个周期中所占的时间为 其中,V1-1为同步交流信号的幅值;T为输入交流信号的周期。

同步整流技术

同步整流技术
电源网第20届技术交流会
邹超洋
2012.11



?同步整流简介。
?同步整流的分类。
简 ?同步整流的驱动方式

?同步整流的 MOSFET

同步整流简介
z 高速超大规模集成电路的尺寸的不断减小,功耗的不断降低,要求 供电电压也越来越低,而输出电流则越来越大。 z 电源本身的高输出电流、低成本、高频化(500kHz~1MHz)高 功率密度、高可靠性、高效率的方向发展。 z 在低电压、大电流输出DC-DC变换器的整流管,其功耗占变换器 全部功耗的50~60%。 z用低导通电阻MOSFET代替常规肖特基整流/续流二极管,可以大大 降低整流部分的功耗,提高变换器的性能,实现电源的高效率,高功 率密度。

同步整流简介
diode
=
MOSFET 代替diode
MOSFET
D
相当于二极管的功能
G
?电流从S流向D ?V/I特性,工作于3rd 象限
S
z 用MOSFET来代替二极管在电路中的整流功能 z 相对于二极管的开关算好极小 z 整流的时序受到MOSFET的Vgs控制,可以根据系统的需要,
把整流的损耗做到最小

同步整流简介
? 例如:一个5V 30A输出的电源
Diode
Vf=0.45V Ploss=0.45*30=13.5W Ploss/Po=13.5/45=30%
Mosfet
Rdson=1.2m? Ploss=0.0012*302=1.08W Ploss/Po=1.08/45=2.4%
MBR8040(R)
SC010N04LS

同步整流电路分析

同步整流电路分析 一、传统二极管整流电路面临的问题 近年来,电子技术的发展,使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗,但也给电源设计提出了新的难题。 开关电源的损耗主要由3部分组成:功率开关管的损耗,高频变压器的损耗,输出端整流管的损耗。在低电压、大电流输出的情况下,整流二极管的导通压降较高,输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管(FRD)或超快恢复二极管(SRD)可达1.0~1.2V,即使采用低压降的肖特基二极管(SBD),也会产生大约0.6V的压降,这就导致整流损耗增大,电源效率降低。 举例说明,目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压,所消耗的电流可达20A。此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。即使采用肖特基二极管,整流管上的损耗也会达到(18%~40%)P O,占电源总损耗的60%以上。因此,传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要,成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。 二、同步整流的基本电路结构 同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET,来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件,它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时,要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能,故称之为同步整流。 1、基本的变压器抽头方式双端自激、隔离式降压同步整流电路

2、单端自激、隔离式降压同步整流电路 图1 单端降压式同步整流器的基本原理图 基本原理如图1所示,V1及V2为功率MOSFET,在次级电压的正半周,V1导通,V2关断,V1起整流作用;在次级电压的负半周,V1关断,V2导通,V2起到续流作用。同步整流电路的功率损耗主要包括V1及V2的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关频率低于1MHz时,导通损耗占主导地位;开关频率高于1MHz时,以栅极驱动损耗为主。 3、半桥他激、倍流式同步整流电路

倍流整流变换器中同步整流控制驱动研究 开题报告

研究生选题报告 题目:倍流整流变换器中同步整流控制驱动 的研究 学号 姓名 指导教师 院、系、专业电气与电子工程学院 电力电子与电力传动 华中科技大学研究生院制

填表注意事项 一、本表适用于攻读硕士学位研究生选题报告、学术报告,攻 读 博士学位研究生文献综述、选题报告、论文中期进展报告、 学术报告等 二、以上各报告内容及要求由相关院(系、所)做具体要求。 三、以上各报告均须存入研究生个人学籍档案。 四、本表填写要求文句通顺、内容明确、字迹工整。

倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究 一、课题的来源 随着高速超大规模集成电路不断发展,构成这些电路电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。对于其供电电源来说,这些数据处理电路构成一类特殊的负载,工作电压较低、电流较大,各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。随着集成度的不断提高,越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上,因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A-1OOA,甚至更高,要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。 针对特殊电路的要求,电压调节器模块必须提供经过严格调整的低压和大电流输出,具有快速的动态响应。从美国开关电源市场来看,跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长,未来的开关电源市场是非常乐观的,对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。据权威市场专家预测:在今后五年内,小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是:为了适应超高频CPU芯片的迅速发展,DC/DC变换器向低输出电压(最低可低到1.2V),高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz)、高功率密度、高可靠性(MTBF >10000)、高效率、快速动态响应的方向发展。 模块电源主要分为DC/DC、AC/DC和DC/AC三种,其中DC/DC模块占据了90%的市场份额。随着通信系统对电源产品的要求越来越高,DC/DC模块电源技术正发生着巨大的变化,朝着低电压大电流方向发展。电压最低小于0.8V,负载电流最高大于100A。为了获得更高的效率,同步整流技术在这些DC/DC模块电源中的作用越来越重要,应用也越来越广泛。

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