华中科技大学
硕士学位论文
PWM逆变电源双环控制技术研究
姓名：何俊
申请学位级别：硕士
专业：电力电子与电力传动
指导教师：彭力
20070209
摘要
逆变器作为UPS系统的核心部分，要求它能够输出高质量的电压波形，尤其是在非线性负载情况下仍能够得到接近正弦的输出波形，因此各种各样的逆变器波形控制技术得以发展。其中瞬时值反馈控制技术是根据当前误差对逆变器输出波形进行有效的实时控制，如果控制器设计合理，则既可以保证系统具有较好的稳态性能，同时可以保证系统具有较快的响应速度。本文主要研究内容是PWM逆变电源电流内环电压外环双环控制技术，对逆变器双环控制进行了理论分析，并结合仿真和实验对其控制性能进行了深入的研究。
基于状态空间平均法给出了PWM逆变器的传递函数形式和状态方程形式的数学模型，详细分析了死区效应、过调制和非线性负载对单相全桥逆变器输出电压的影响，指出减小输出阻抗是增强系统非线性负载适应能力的合理方案。
分析比较了电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两种双环控制方式，提出了带负载电流前馈补偿的电感电流内环电压外环双环控制方式，重点研究了逆变器电容电流内环电压外环双环控制。依据电流内环所采用调节器的不同，分别讨论了电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器和电流内环、电压外环均为PI调节器两种双环控制方式。采用极点配置的方法设计控制器参数，在闭环系统配置相同的阻尼比和自然频率的前提下对两种双环控制方式进行仿真比较。仿真结果表明电流内环和电压外环均采用PI调节器的逆变器双环控制方式能够达到较好的动、静态特性，特别是其非线性负载带载能力较强；电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器的逆变器双环控制方式稳态性能较好，但其抗非线性负载扰动能力不及电流内环和电压外环均采用PI调节器的双环控制方式，理论分析和仿真结果表明增大双环控制系统的期望自然频率可以改善系统的抗非线性负载扰动能力。
基于理论分析和计算，在一台样机上进行电容电流内环电压外环的双环模拟控制实验，实验结果与理论分析相符。
关键词：PWM逆变器双环控制极点配置模拟控制
Abstract
As the key part of the UPS(Uninterruptible Power Supply) system, inverters are required to get high quality output voltage waveform. To achieve nearly sinusoidal output voltage even with nonlinear loads, many waveform correction techniques have been proposed. Since the instantaneous feedback control technique is a real-time control method according to the current error of output waveform, once the controller is designed properly, it could achieve nice static characteristics with good dynamic response. The dissertation focuses on the research for dual loop control technique with instantaneous voltage and current feedback for PWM inverters. Both dynamic and static characteristics are analysed by simulations and experiments.
Based on the state-space averaging and linearization technique, the mathematical model is given in form of transfer function and state equations. The influence of dead-time, over-modulation and nonlinear loads on output voltage in single-phase full-bridge inverters is analyzed in detail. The method which reduces equivalent output impedance of the close loop system to eliminate the disturbance of nonlinear load is reasonable.
The voltage and current dual loop control system is divided into inductor current feedback and capacitor current feedback. Both of them are analysed and compared in the paper, the dual loop control with inductor current feedback and load current forward feed compensation included. The dual loop control with capacitor current feedback is applied in the following simulation and experiment by analog method. Depending on the difference of controller for the current loop, the dual loop control is classified into two methods: current loop using P controller with voltage loop using PI controller（Dual loop PI-P control）and both current loop and voltage loop using PI controller（Dual loop PI-PI control）. Controller parameters are obtained with pole assignment technique in the condition that both dual loop PI-P control system and dual loop PI-PI control system have the same desired damping ratio and nature frequency. The simulink results show that dual loop PI-PI control technique for inverters could get nice static characteristic and well dynamic response. It could get high quality output waveforms even with nonlinear load. Dual loop PI-P control inverters
have nice static characteristic with linear load, but it is not superior to the dual loop PI-PI control technique in characteristic with nonlinear load. Analysis and simulink comparison present that the characteristic with linear load could get better when the system has higher desired nature frequency.
Based on the theoretic analysis and calculation for the control parameters, a single phase inverter applying dual loop analog control technique with output voltage and capacitor current feedback is researched in the paper. The experiment results which accord with theoretic analysis are presented.
Keywords：PWM inverter；dual loop control；pole assignment；analog control
独创性声明
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1 绪论
1.1 电力电子技术概述
电力电子技术是一门使用电力电子器件，通过电力电子变换电路及相应的控制理论，实现对电能的高效变换和控制的技术。电力电子技术包括电力电子器件、变流电路和控制电路三个部分，其中以电力电子器件的制造技术为核心技术。电力电子技术是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。随着科学技术的发展，电力电子技术又与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多领域密切相关。目前，电力电子技术已逐渐成为一门多学科互相渗透的综合性技术学科[1]~[6]。
电力电子技术在世界范围内已有较长的发展历史，由于它对生产的明显作用，如优化性能和节能等，世界各国都很重视这一技术，因而发展速度很快。至1980年，传统的电力电子器件已由普通晶闸管衍生出了快速晶闸管、逆导晶闸管、双向晶闸管，同时各类SCR的性能也有很大改善。
80年代以来，微电子技术与电力电子技术在各自发展的基础上相结合而产生了一代高频化、全控型的功率集成器件，从而使电力电子技术进入了新的发展阶段。目前电力电力技术正朝着高频化、模块化、多功能化、控制技术数字化方向发展。
在电力电子应用中，逆变电源其用途最为普遍。通常我们把将直流电变成交流电的过程叫做逆变，完成逆变功能的电路称为逆变电路，而实现逆变过程的装置叫做逆变器。若按直流电源的性质来分类，逆变器可分为电压型逆变器和电流型逆变器。
在电压型逆变器中，直流电源是蓄电池或由交流整流后经大电容滤波形成的电压源。电压源的交流内阻抗近似为零，桥臂输出电压为幅值等于输入电压的方波电压。为了使电感性负载的无功能量能回馈到电源，必须在功率开关两端反并联二极管。
在电流型逆变器中，直流电源是交流整流后经大电感滤波形成的电流源。电流源的交流内阻抗近似为无穷大，桥臂输出电流为幅值等于输入电流的方波电流。为承受负载感应电势加在功率开关上的反向电压降，必须在功率开关上串联二极管。
若按输出端相数分类，逆变器可分为单相逆变器和三相逆变器。其中单相逆变器按结构又可分为半桥逆变器和全桥逆变器。单相半桥逆变电路是所有复杂逆变电路的基本组成单元。三相逆变器又可以分为三相三线制输出逆变器和三相四线制逆变器。
目前逆变器主要用于两类工业功率控制装置中：一是恒压恒频逆变器，主要用于UPS电源、航空机载电源和机车辅助电源等应用场合。这是一种在负载或直流电源在一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定频率的交流正弦波的电源装置，简称CVCF逆变器。二是变压变频逆变器，主要用于交流调速系统中。这是一种可获得所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置，简称VVVF逆变器。
1.2 PWM逆变电源波形控制技术
电力电子控制策略的发展体现在各种控制理论和控制思想的尝试和应用中。而波形控制技术一直是PWM逆变器领域的研究热点，多年的研究产生了种较多的控制方案，主要有以下几种：
（1）单闭环控制
单环控制最典型的是比例-积分（PI）控制，其概念清晰，鲁棒性强，是工程实际中应用最广的一类控制器，它同样也可以用于逆变器波形控制。由于空载的PWM逆变器近似于一个临界振荡环节，积分控制又增加了相位滞后，所以为了保证闭环系统稳定，对控制器比例必须有所限制。因此，PI控制的快速性虽相对均值反馈有较大改善，但仍是有限的，系统对非线性负载扰动的抑制能力不强。
单环PID在一定程度上改善了单环PI控制的动态特性[7][8]，但其与PI控制一样无法实现对正弦指令的无静差跟踪。实际应用中通常在PI控制基础上增设均值反馈以保证稳态精度[9]。
（2）双闭环控制
单闭环控制在抵抗负载扰动方面存在比较大的缺点，因为只有当负载扰动在输出电压波形上体现输出来，控制器才开始有反应，所以其抗负载扰动性能欠佳。因此，可以在PWM逆变器的电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗扰动性来有效地抑制负载扰动对输出电压的影响[10]～ [15]。同时由于电流内环对原有控制对象的改造，电压外环的设计可以大大简化。
有关文献采用输出电压解耦使电流环得到满意的响应特性，对电感电流内环采用负载扰动补偿来抑制负载变化的影响，并且将几种电感电流内环和电容电流内环控制方式作了对比，结果显示带负载扰动补偿的电感电流内环与电容电流内环均可以获得较好的动、静态性能。双闭环控制的不足主要是电流内环为抑制非线性负载扰动，必须具备足够高的带宽，才能获得满意的性能，这就对数字控制器的控制速度提出了很
高的要求。
（3）多变量状态反馈控制
从状态空间的角度看，单闭环系统性能不佳的原因可以解释为单纯的输出反馈无法充分利用系统的状态信息。因此，将输出反馈改为状态反馈可以改善控制效果。状态反馈波形控制系统需要构建两个或两个以上的状态反馈变量，在状态空间的概念上通过合理选择反馈增益矩阵来改变对象的动力学特性，以实现不同的控制效果。
状态反馈控制的最大优点是可以大大改善系统的动态品质，因为它可以任意配置闭环系统的极点。不过，由于建立逆变器状态模型时很难将负载的动态特性考虑在内，所以在空载或假定阻性负载下设计的状态反馈控制，可能在负载变化时不稳定或者动态品质变差。文献中通常将状态反馈作为内环、其它的控制策略作为外环形成复合控制方案，利用状态反馈改善逆变器空载阻尼比小、动态特性差的不足，与外环共同实施对逆变器的波形校正[16]～ [21]。
（4）重复控制
重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，内模原理是把作用于系统的外部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度的反馈控制系统[22]～ [25]。由内模原理可知，除非针对每一种指令或扰动信号均设置一个正弦函数内模，否则无法实现无静差，重复控制利用“重复信号发生器”内模巧妙地解决了这一问题。重复控制系统框图如图1.1所示。
图1.1 重复控制系统框图
重复控制采用数字方式实现。逆变器重复控制的目的是为了克服死区、非线性负载引起的输出波形周期性畸变。其基本思想是假定前一基波周期中出现的畸变将在下一基波周期的同一时间重复出现，控制器根据每个开关周期给定与反馈信号的误差来确定所需的校正信号，然后在下一基波周期同一时间将此信号叠加在原控制信号上，
以消除以后各周期中将出现的重复性畸变。
重复控制能使逆变器获得较好的稳态输出波形，可以实现无静差控制效果。但是重复控制对于非周期性的扰动无法进行抑制，在负载突加突减的时候动态响应不够好，通常与其它瞬时控制方案相结合以达到比较好的稳态和动态性能。
（5）无差拍控制
无差拍（Deadbeat）是数字控制特有的一种控制效果，它是在控制对象离散数学模型的基础上，通过施加精确计算的控制量来使得被调量的偏差在一个采样周期时间内得到纠正[26]～[27]。
无差拍控制有着非常快的动态响应，波形畸变率小，即使开关频率不是很高，也能得到较好的输出波形品质；无差拍控制能够通过调节逆变桥的输出相位来补偿LC 滤波器的相位延时，使输出电压的相位与负载关系不大。
无差拍控制最大的缺点则是对精确数学模型的依赖，因为后者并不容易得到。另外，控制器为了达成在一个采样周期内消除误差的效果，往往采取非常剧烈的控制动作，当理想模型与实际对象有差异时，这样做不仅达不到无差拍效果，反而会引起输出电压的振荡，不利于逆变器的安全稳定运行。
（6）滑模变结构控制
滑模（Sliding Mode）变结构控制是一种非线性控制方法。它是利用某种不连续的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”轨迹运动。滑模变结构控制的稳定性以及系统性能对参数变化和外部扰动不敏感，具有较强的鲁棒性[28]～[32]。
但是滑模控制存在理想滑模切换面难以选取、控制效果受采样率的影响等弱点，它还存在高频抖动现象且设计中需知道系统不确定性参数和扰动的界限，抖动使系统无法精确定位，测定系统不确定参数和扰动的界限则影响了系统鲁棒性进一步的发挥。另外，滑模变结构控制必须以数字形式实现才能有更大的实用价值，而数字式滑模变结构控制只有当采样频率足够高时才能实现较好的性能。
从上述控制方案可见，每一种控制方案有其特长，也存在某些问题，因此，一种必然的发展趋势是各种控制方案互相渗透，取长补短，通过优势互补结合成复合的控制方案。
1.3 本文主要研究内容
本文主要研究PWM逆变器的电流内环电压外环双闭环控制，其中电压外环一般采用比例积分（PI）调节器，而电流内环则可采用比例积分调节器或比例（P）调节器。依据电流内环调节器的不同，本文分别讨论了逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P 控制两种双环控制方式。
本文主要包括以下内容：
（1）给出了单相PWM逆变器连续时间的数学模型，在此基础上对逆变器开环输出特性进行了分析,介绍了致使逆变器输出电压波形畸变的几种主要原因。
（2）分析了电容电流内环电压外环和电感电流内环电压外环这两种双环控制方式，比较了各自在控制方法上的优点和不足之后，选取了电容电流内环电压外环控制。采用极点配置的方法设计PWM逆变器电流内环电压外环双闭环控制系统的控制器参数，分别对逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P控制进行仿真，结果表明双环PI-PI控制能够达到较好的动、静态特性。在相同的期望极点配置时双环PI-PI控制的抗非线性负载扰动能力要强于双环PI-P控制，并从输出阻抗的角度进行了分析。通过加大逆变器双环PI-P控制系统的期望自然频率，可以改善其非线性负载带载能力。
（3）针对逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P控制，在一台11kW逆变电源上进行实验，给出了实验结果，并对实验结果进行了分析和比较。
2 PWM逆变器的控制模型分析
2.1 引言
本章针对单相PWM逆变器建立了系统的数学模型,同时分析了影响单相PWM逆变器性能的因素,为后续章节的分析设计提供了理论依据。
2.2 SPWM单相全桥逆变器的数学模型
2.2.1 逆变器主电路结构
图2.1为单相全桥逆变电源的主电路原理图，图中滤波电感L与滤波电容C构成低通滤波器，r为考虑滤波电感L的等效串联电阻、死区效应、开关管导通压降、线路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻。Ud为直流母线电压，u1为逆变桥输出电压，u0为逆变器输出电压，i l为滤波电感电流，i0为负载电流。
图2.1 单相全桥逆变器的主电路原理图
2.2.2 平均状态空间模型
将开关管T1、T2、T3、T4视为理想器件, 其通断控制用相应的开关函数S来描述：
1 1 S ?=???
T1,T4导通，T2,T3关断T2,T3导通，T1,T4关断 （2-1） 在SPWM 调制下，若不考虑死区，T1和T4控制信号相同,T2和T3控制信号相同,T1和T2控制信号互补。因而1u 为一双极性脉冲电压，它与直流输入的关系为：
1d u SU = （2-2）
状态空间方方程的列写形式与所选状态变量有关，根据控制方案的特点可以选择不同的状态变量来推导状态空间模型。这里选择电容电压u 0和电感电流i 1作为状态变量，可得状态空间表达式如下：
0010111100 110u u C u i C i i r L L L ?????????????????=++??????????????????????????
&& （2-3） []0110 u y i ??=????
（2-4） 由于逆变器主电路中各功率开关管都工作于“开”和“关”两种状态，逆变器本质上是一个非线性系统，而开关管在一个开关周期中的开通或关断期间是连续的，且电路中其它部分又始终工作在连续这一个状态，因此逆变器分别处于两个线性工作状态，如果分段分别对这两个工作状态进行建模，则可以精确的列写出两种工作状态下的线性状态方程，这种问题在用经典理论分段线性化解决时，往往会过于繁杂或不现实。
对于这种非线性系统，工程应用中通常采用状态空间平均法[33]～[35]。它是基于开关频率远远高于逆变器输出频率和LC 滤波器的截止频率的情况下，在一个开关周期内可以用非连续变量的平均值代替其瞬时值，从而得到线性化状态空间平均模型的一种方法。用此方法建立的系统状态空间平均模型，可以方便地采用经典理论和方法进行分析[14]。PWM 逆变器的截止频率主要由输出LC 滤波器的截止频率决定，LC 滤波器的截止频率的确定相对于开关频率足够低，因此状态空间平均模型可以作为PWM 逆变器的低频等效。
从上面的状态方程可知：PWM 逆变器处于不同开关状态下其状态方程各矩阵是相同的，为常系数矩阵，所以只需对不连续的非线性输入量1u 做平均处理，即可获得逆变器的状态空间平均模型。
当SPWM 是线性调制，即SPWM 的调制比1m ≤，如图2.2所示：Ts 为采样周期，Ton 为开关管开通时间，Vcm 是三角载波幅值，sin Vrm t ω?是调制波，其幅值为Vrm 。
由三角形相似有：
sin 2Ts Ton Vcm Vrm t Ts Vcm
ω???= （2-5） 令调制比Vrm m Vcm
=，设1u 为逆变桥输出电压在一个开关周期内的平均值，根据冲量等效原理有：
()1d d U U u Ts Ton Ts Ton ?=?? （2-6） 将（2-5）带入（2-6）中可得：
1d U sin u m t ω=?? （2-7） 用逆变桥输出电压在一个开关周期内的平均值1u 代替状态方程（2-3）中的1u ,可得到：
0010111100 110u u C u i C i i r L L L ?
????????????????=++????????????????????????
??&& （2-8） 则式（2-8）与式（2-4）构成了单相PWM 逆变器的状态空间平均模型。
若假设直流输入电压源d U 恒定，功率开关管是理想的，开关频率与逆变器的输出基波频率、LC 滤波器截止频率相比足够高，且不考虑死区，则逆变桥可以等效为一个恒定增益的放大器，这样可以得到逆变器的线性化模型。
图2.2 SPWM 线性调制原理图
由状态空间平均模型可以推导出双输入1()u s 和()o i s 同时作用时系统的s 域输出
响应关系式如下：
10011022()()()()()()()()11
io U s Ls r U s I s G s U s G s I s LCs rCs LCs rCs ?+=+=???++++ （2-9） 对应的方框图如下：
u
从状态空间平均模型和方框图中均可以知道：u 0随i 1变化时受到一个扰动量i 0的影响，而i 1随u 1变化时也受到u 0的影响，对i 1而言有一个扰动量就是u 0。 2.2.3 单相逆变器开环特性
从式（2-9）可知，开环时逆变器空载谐振频率1/ω=，阻尼比ξ=远小于1，整个系统是一个阻尼很小的欠阻尼二阶系统，空载时其振荡剧烈，收敛速度慢，系统动态性能很差。
由于逆变器在空载运行时阻尼最小，振荡性剧烈，收敛速度最慢，控制难度最大，所以控制器设计往往针对空载来进行。在以上建立的模型中，等效阻尼电阻r 很难通过理论分析估计出来，通常采用频率响应实验法来获得。由于逆变器是一个最小相位的二阶系统，只需通过实验测量逆变器空载时的幅频特性，与二阶系统幅频特性曲线族对比确定阻尼比，进而推算出电阻r 。
由式（2-9）可以看出，，逆变器输出电压由两部分构成，第一部分为输出电压对给定的响应，即逆变器空载输出电压；第二部分中的()io G s 相当于逆变器开环输出阻抗。以一台单相逆变器为例，其主要参数如下：L=0.43mH ，C=140uF ，r=0.1Ω，逆 变器开环输出阻抗频率特性图如图2.4所示：
图2.3 单相逆变器主电路原理框图
输出阻抗幅值在低频段随信号频率升高而增大，当逆变电源给负载供电时，负载电流将在输出阻抗上形成压降。对非线性负载来说，谐波电流冲击大，其在输出阻抗上产生比较大的压降引起输出电压畸变，这是非线性负载电流引起逆变电源电压波形畸变的内在原因。 2.3 PWM 逆变器输出电压波形畸变原因
理想SPWM 波形通常只含有载波频率及载波倍频附近的高次谐波，LC 滤波器的转折频率通常选在开关频率的1/10左右，远远低于逆变器的开关频率，可将高次谐波基本衰减掉。因此对于由理想开关构成的SPWM 逆变器在只带线性负载情况下，获得比较理想的正弦波输出并不困难。而实际应用中SPWM 逆变器并非由理想开关器件构成，多种因素使得逆变器的输出电压不是标准的正弦波，致使其输出波形畸变的主要因素有以下几种：
（1）死区效应及器件开通关断时间
（2）SPWM 过调制
（3）非线性负载
图2.4 逆变器开环输出阻抗Bode 图
2.3.1 死区效应
为了确保逆变器运行中上下桥臂不发生直通现象，通常在系统设计时要在开关转换过程中设置一个死区时间，在死区内上下管均无驱动脉冲，仅能通过并联在开关管上的反向二极管续流。
当电感电流连续，相位滞后SPWM 基波相位?时，死区引起的输出电压基波变化如图2.5所示：
图中o v 是理想PWM 输出的基波分量，d v 是死区引起的输出电压变化的基波分量。由图可看出，死区使实际逆变器输出PWM 波形与理想PWM 波形之间存在差异，两者之差是一组包络线为正负对称方波、极性与电流方向相反、幅值为U d 、宽度为死区时间T d 的电压脉冲序列。
死区的存在影响输出电压的基波分量，基波幅值下降。当调制比越低，逆变器输出电压与电流相位差越小时，死区造成的基波幅值下降越严重；同时死区还给输出电压引入了谐波，对其进行傅立叶分解可得到低次谐波。理想的PWM 波形除含有载波频率及载波的倍频附近的高次谐波外，低次谐波几乎不存在。而LC 滤波器是按照滤除开关频率及以上频率的谐波设计的，它对由死区引入的低次谐波无法进行有效衰减，造成了逆变器输出波形的畸变。当调制比降低，由于基波幅值随之下降，而谐波幅值不变，谐波畸变量增加，波形畸变也越大。
为了克服死区的影响，可以采取各种补偿措施[36]～[40]。但这些死区补偿措施对非线性负载引起的输出电压波形畸变是无效的，不能代替波形控制技术，无法从根本上解决问题。
2.3.2 SPWM 过调制
当SPWM 的调制比1m ≤，即Vrm Vcm ≤时，输出脉宽与正弦调制参考波大小成正比的，同时根据冲量等效原理知道，逆变桥输出电压平均值与正弦调制参考波大小成正比，因此可以认为逆变桥等效为一个线性放大的环节，调制比m 在[0，1]范围为线性调制区。
当1m >，即Vrm Vcm >时，SPWM 在调制波波峰附近产生的脉冲宽度达到最大值，脉宽值不再与调制波采样值成正比，调节能力达到饱和，出现过调制现象，这时逆变桥的放大倍数是非线性的，从而在波顶处产生放大失真，导致逆变器输出端出现波形“削顶”，其中含有较大的低次谐波成份。当在设计逆变器系统时，如果调制比所留的裕量不够，一旦直流输入电压减小或者负载电流增大时，就很有可能出现SPWM 过调制现象，最终导致逆变器输出波形削顶失真。
2.3.3 非线性负载
非线性负载是引起逆变电源输出电压畸变的主要原因。由于非线性负载含有二极管、可控硅等非线性元件，即使负载端所加的是标准正弦电压，负载电流仍会含有大量谐波。而逆变器的输出阻抗不可能为零，谐波电流在输出阻抗上会产生谐波压降，使得逆变器输出电压波形发生畸变。
u L 0
有大电容，由于二极管的单向导电性，只有当逆变电源输出电压瞬时值高于负载电容时才有输出电流。二极管周期性的通断，整个电路的拓扑结构也在两者之间周期性的变化，出现了重复性的瞬态过程，逆变电源的输出电流则为一系列的尖顶窄脉冲波，典型情况下输出电压将出现消峰平顶的波形。
整流性负载使逆变器在一个周期内交替地处在带载与空载运行状况，逆变器输出
断续负载电流，断续负载电流中大量的谐波电流流经逆变器输出阻抗形成了谐波压降，这是导致输出电压波形畸变的根本原因。
2.4 本章小结
本章首先建立了单相逆变器的平均状态空间数学模型,在此基础上对逆变器开环输出特性进行了分析,介绍了致使逆变器输出电压波形畸变的几种主要原因。并得出以下结论：
(1)逆变器的控制对象为一典型的二阶系统,其输出性能主要由LC滤波器和负载决定;
(2)由于逆变器的输出阻抗不为零,逆变器的输出端必然产生电压畸变;
(3)通过控制手段降低逆变器的输出阻抗，是一种改善逆变电源性能的有效方法。
3 PWM逆变器双环控制技术研究
3.1 引言
逆变器开环运行时，由于死区等多种因素造成输出波形畸变，而且开环运行时动态性能很差，不能满足绝大部分实际应用场合的要求，因而采用瞬时闭环波形控制就显得尤为重要了。在第一章中已经提到了常用的一些波形控制方法，均能对逆变器输出波形畸变起到一定的抑制作用。单闭环在抵抗负载扰动方面不是很理想，因为只有当负载扰动的影响最终在输出电压上表现出来以后，才能出现相应的误差信号激励调节器对输出进行调节。文献研究表明电压外环电流内环的双环控制方案是高性能逆变电源波形控制的发展方向之一。双环控制方案的电流内环增大了逆变器控制系统的带宽，使得逆变器动态响应加快，对非线性负载扰动的适应能力加强，输出电压的谐波含量减小。目前，这种基于电流内环的电压源逆变器波形控制技术越来越得到广泛的应用。
依据内环电流反馈的不同，逆变器电压电流双环控制分为电容电流内环电压外环和电感电流内环电压外环，本章对以上两种控制方法进行了分析比较[41]～[44]。本文中的双闭环控制结构，由外环电压调节器和内环电流调节器组成。外环电压调节器一般采用比例-积分（PI）调节器，内环电流调节器可以采用比例-积分（PI）调节器或比例（P）调节器，采用极点配置方法设计系统控制器参数，并分别进行了仿真实验。
3.2 单相逆变器的双环控制
逆变器的双环控制分两类：一类是以滤波电容电流为内环被控量的电容电流内环电压外环控制，一类是以滤波电感电流为内环被控量的电感电流内环电压外环控制。
在电压源逆变器中，以滤波电容电流作为内环反馈的应用也比较广泛，在这种控制方法中，因电容电流被瞬时控制，使得输出电容电压被电容电流的微分作用提前得到矫正，因而无论对线性还是非线性负载均有很好的动态抑制作用。但其缺点是采用数字控制时无法做到逆变器的软件限流保护：因为如果在电容电流内环电压外环控制系统中增加电流限幅环节，只能限制电容电流大小，负载电流和电感电流完全不受其
约束，因而不能通过限流实施对逆变电源的保护。实际应用中可以采用数模混合的方法，即主控部分采用模拟控制，以电容电流作为内环反馈；限流等保护由数字控制来实现。
单相PWM 逆变器电容电流内环电压外环控制系统框图如图3.1所示，电压给定信号与输出电压反馈信号比较得到电压误差，经过电压调节器G v 产生电流给定信号u ir ，u ir 与电容电流反馈信号比较而得的电流误差信号经过电流调节器G i 形成控制量u 1，对逆变器实施控制。
以滤波电感电流作为内环反馈时，通过限制滤波电感电流即可实现逆变器的过流保护，但其对负载扰动的抑制能力不如电容电流控制方式。如图3.2逆变器电感电流内环电压外环控制系统框图所示：
负载电流i 0作为逆变器的外部扰动信号，处在电感电流内环环路之外，即内环路对负载扰动毫无作用。另外从负反馈的角度来看，电容电流负反馈能够及时的补偿电容电流，维持其幅值恒定，相当于增强了输出电压的稳定性。而电感电流负反馈有一种维持电感电流幅值不变的趋势，系统加上负载时，维持电感电流恒定的结果只能是任由负载从滤波电容中汲取电流，从而致使电容电压大幅降低。
为了改善系统的抗负载扰动性能，电感电流内环一般采用电感电流瞬时反馈控制 图3.2 逆变器电感电流内环电压外环控制系统方框图
图3.1 逆变器电容电流内环电压外环控制系统方框图
基于DSP的三相SPWM变频电源的设计 变频电源作为电源系统的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。现代变频电源以低功耗、高效率、电路简洁等显著优点而备受青睐。变频电源的整个电路由交流-直流-交流-滤波等部分构成，输出电压和电流波形均为纯正的正弦波，且频率和幅度在一定范围内可调。 本文实现了基于TMS320F28335的变频电源数字控制系统的设计，通过有效利用TMS320F28335丰富的片上硬件资源，实现了SPWM的不规则采样，并采用PID算法使系统产生高品质的正弦波，具有运算速度快、精度高、灵活性好、 系统扩展能力强等优点。 系统总体介绍 根据结构不同，变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采用间接变频结构即交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交-直变换，然后在DSP控制下把直流电源转换成三相SPWM波形供给后级滤波电路，形成标准的正弦波。变频系统控制器采用TI公司推出的业界首款浮点数字信号控制器TMS320F28 335，它具有150MHz高速处理能力，具备32位浮点处理单元，单指令周期32位累加运算，可满足应用对于更快代码开发与集成高级控制器的浮点处理器性能的要求。与上一代领先的数字信号处理器相比，最新的F2833x浮点控制器不仅可将性能平均提升50%，还具有精度更高、简化软件开发、兼容定点C28x TM控制器软件的特点。系统总体框图如 图1所示。 图1 系统总体框图 （1）整流滤波模块：对电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供波纹较小的直流电压。 （2）三相桥式逆变器模块：把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型IPM功率模块，具有电路简单、可 靠性高等特点。 （3）LC滤波模块：滤除干扰和无用信号，使输出信号为标准正弦波。 （4）控制电路模块：检测输出电压、电流信号后，按照一定的控制算法和控制策略产生SPWM控制信号，去控制IPM开关管的通断从而保持输出电压稳定，同时通过SPI接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完 成对输出信号的测频。 （5）电压、电流检测模块：根据要求，需要实时检测线电压及相电流的变化，所以需要三路电压检测和三路电流检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由TMS320F28335的A/D通道输入。
第4卷 中国舰船研究第4卷第5期2009年10月中国舰船研究Chinese Journal of Ship Research Vol .4No.5 Oct.2009收稿日期:2008-09-03 作者简介:朱承邦(1963-,男,高级工程师。研究方向:雷达应用 1引言 现代科技发展日新月异,各类电气设备对电源的品质要求也越来越高。逆变供电作为一种有效的电力供应形式,已广泛应用于生产生活的各个领域。 为了不断改善逆变器输出性能,人们发展出了多种逆变器控制方法,常见的有:电压瞬时值控 制、电流滞环控制、电流预测控制、鲁棒控制[1]、重复控制[2,3]、滑模控制[4]及SPWM 电流控制等。就各种逆变器控制策略的特点来看,基于SPWM 的电压电 流双环逆变器控制是一种较好的控制方法[5,6]。 本文针对电压电流双环逆变器控制模型,设计了电流内环和电压外环的控制参数,对设计的双环控制逆变器模型进行了仿真分析,分析结果 基于SPWM 控制的电压、电流双环 逆变器建模及其仿真 朱承邦1 李 乐2 王晓鹏2
1大连船舶重工集团有限公司军事代表室,辽宁大连1160052中国舰船研究设计中心,湖北武汉430064 摘 要:基于SPWM 的电压电流双环逆变器控制相对其他逆变器控制策略具有一定优越性,但其控制器参数设 计却是一个重点和难点。针对逆变器的SPWM 电压电流双环控制策略,建立了系统的控制模型,设计了电流内环和电压外环的控制器参数,并根据经典控制理论的判据,分别对控制器电流内环和电压外环参数进行了理论验证。最后根据设计的控制器参数,对SPWM 电压电流双环控制系统模型进行了仿真分析,结果表明,系统设计合理,效果满意。 关键词:SPWM ;逆变器;电压电流双环;仿真中图分类号:TM743 文献标志码:A 文章编号:1673-3185(200905-54-05 Modeling and Si mulation of Voltage and Current Double Loop Control Based on SPWM Inverters Zhu Cheng-bang 1Li Le 2Wang Xiao -p eng 2 1The Naval Representative Office ,Dalian Shipbuilding Heavy Industry Co.,Dalian 116005,China 2China Ship Development and Design Cent er ,Wuhan 430064,China Abstract :Comparing with other inverters control strategy ,voltage and current double loop control based on SPWM inverters are superior in capabilities though the controller parameters design is significant and difficult.In this paper ,the system control
PWM控制技术 主要内容：PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法，PWM逆变电路的谐波分析，PWM整流电路。 重点：PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法。 难点：PWM波形的生成方法，PWM逆变电路的谐波分析。 基本要求：掌握PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法，了解PWM 逆变电路的谐波分析，了解跟踪型PWM逆变电路，了解PWM整流电路。 PWM（Pulse Width Modulation）控制——脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。第3、4章已涉及这方面内容: 第3章：直流斩波电路采用，第4章有两处：4.1节斩控式交流调压电路，4.4节矩阵式变频电路。 本章内容 PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM 控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。 本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术，也介绍PWM整流电路 1 PWM控制的基本原理 理论基础： 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 面积等效原理： 分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图6-2a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示。从波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)响应波形的差异
电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术的仿真 桂寒 120100068 摘要：电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术的仿真所采用的器件简单，利用simulink 工具分析了在电流跟踪控制中采用滞环宽度并讨论了滞环宽度与开关频率和控制精度之间的关系，给出了各波形。 关键词：电流滞环控制 脉宽控制 滞环宽度控制法 1. 前言 2. 应用PWM 控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面两小节所述的PWM 控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。 2. 电流滞环跟踪控制原理 2.1 单相电流滞环控制原理 常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪 PWM （Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM ）控制，具有电流滞环跟踪 PWM 控制的 PWM 变压变频器的A 相控制原理如1图所示。 图1 电流滞环跟踪控制的A 相原理图 图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h 。将给定电流 *a i 与输出电流 a i 进行比较，电流偏差 ? a i 超过时 ±h ，经滞环控制器HBC 控制逆变器 A 相上（或下）桥臂的功率器件动作。B 、C 二相的原理图均与此相同。采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM 电压波形示于图6-23。
? 如果， a i < *a i ， 且*a i - a i ≥ h ，滞环控制器 HBC 输出正电平，驱动上桥臂功 率开关器件V1导通，变压变频器输出正电压，使a i 增大。当增长到与*a i 相等时，虽然滞环比较器的输入信号的符号发生了变化，但HBC 仍保持正电平输出，保持导通，使a i 继续增大 ? 直到达到a i = *a i + h ， a i = –h ，使滞环翻转，HBC 输出负电平，关断V1 ，并经过延时后驱动V4，直到电流的负半周V4才能导通。 但此时未必能够导通，由于电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管续流，使受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时ia=ia*-h ，到达滞环偏差的下限值，使HBC 再翻转，又重复使V1导通。这样，与交替工作，使输出电流给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图 2 中可以看到，输出电流是十分接近正弦波的。 图2 电流滞环跟踪控制时的电流波形 图2给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出，在半个周期内围绕正弦波作脉动变化，不论在的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和电机的反电动势有关。 2.2 三相电流滞环控制原理 图3 三相电流跟踪型PWM 逆变电路
光伏并网逆变器控制与仿真设计 为了达到提高光伏逆变器的容量和性能目的，采用并联型注入变换技术。根据逆变器结构以及光伏发电阵电流源输出的特点，选用工频隔离型光伏并网逆变器结构，并在仿真软件PSCAD中搭建光伏电池和逆变器模型，最后通过仿真与实验验证了理论的正确性和控制策略的可行性。 ?近年来，应用于可再生能源的并网变换技术在电力电子技术领域形成研究热点。并网变换器在太阳能光伏、风力发电等可再生能源分布式能源系统中具有广阔发展前景。太阳能、风能发电的重要应用模式是并网发电，并网逆变技术是太阳能光伏并网发电的关键技术。在光伏并网发电系统中所用到的逆变器主要基于以下技术特点：具有宽的直流输入范围；具有最大功率跟踪（MPPT）功能；并网逆变器输出电流的相位、频率与电网电压同步，波形畸变小，满足电网质量要求；具有孤岛检测保护功能；逆变效率高达92％以上，可并机运行。逆变器的主电路拓扑直接决定其整体性能。因此，开发出简洁、高效、高性价比的电路拓扑至关重要。 ?1 逆变器原理 ?该设计为大型光伏并网发电系统，据文献所述，一般选用工频隔离型光伏并网逆变器结构，如图1所示。光伏阵列输出的直流电由逆变器逆变为交流电，经过变压器升压和隔离后并入电网。光伏并网发电系统的核心是逆变器，而电力电子器件是逆变器的基础，虽然电力电子器件的工艺水平已经得到很大的发展，但是要生产能够满足尽量高频、高压和低EMI的大功率逆变器时仍有很大困难。所以对大容量逆变器拓扑进行研究是一种具有代表性的解决方案。作为太阳能光伏阵列和交流电网系统之间的能量变换器，其安全性，可靠性，逆变效率，制造成本等因素对于光伏逆变器的发展有着举足轻
PWM控制电路设计 CYBERNET 应用系统事业部 LED照明作为新一代照明受到了广泛的关注。仅仅依靠LED封装并不能制作出好的照明灯具。本文主要从电子电路、热分析、光学方面阐述了如何运用LED特性进行设计。 在上一期的“LED驱动电路设计－基础篇”中，介绍了LED的电子特性和基本的驱动电路。遗憾的是，阻抗型驱动电路和恒电流源型驱动电路，大围输入电压和大电流中性能并不强，有时并不能发挥出LED的性能。相反，用脉冲调制方法驱动LED电路，能够发挥LED的多个优点。这次主要针对运用脉冲调制的驱动电路进行说明。 PWM是什么？ 脉冲调制英文表示是Pulse Width Modulation，简称PWM。PWM是调节脉冲波占空比的一种方式。如图1所示，脉冲的占空比可以用脉冲周期、On-time、Off-time表示，如下公式：占空比＝On-time（脉冲的High时间）/ 脉冲的一个周期（On-time + Off-time） Tsw（一周期）可以是开关周期，也可以是Fsw=1/Tsw的开关频率。
图1 Pulse Width Modulation (PWM) 在运用PWM的驱动电路中，可以通过增减占空比，控制脉冲一个周期的平均值。运用该原理，如果能控制电路上的开关设计（半导体管、MOSFET、IGBT等）的打开时间（关闭时间），就能够调节LED电流的效率。这就是接下来要介绍的PWM控制。PWM信号的应用 PWM控制电路的一个特征是只要改变脉冲幅度就能控制各种输出。图2的降压电路帮助理解PWM的控制原理。在这个电路中，将24V的输入电压转换成12V，需要增加负载。负载就是单纯的阻抗。电压转换电路的方法有很多，运用PWM信号的效果如何呢？
SPWM波控制单相逆变器双闭环PID调节器的Simulink 建模与仿真 随着电力行业的快速发展，逆变器的应用越来越广泛，逆变器的好坏 会直接影响整个系统的逆变性能和带载能力。逆变器的控制目标是提高逆变器 输出电压的稳态和动态性能，稳态性能主要是指输出电压的稳态精度和提高带 不平衡负载的能力;动态性能主要是指输出电压的THD(Total Hannonic Distortion)和负载突变时的动态响应水平。在这些指标中对输出电压的THD 要 求比较高，对于三相逆变器，一般要求阻性负载满载时THD 小于2%,非线性满载(整流性负载)的THD 小于5%.这些指标与逆变器的控制策略息息相关。文中主要介绍如何建立电压双环SPWM 逆变器的数学模型，并采用电压有效值外 环和电压瞬时值内环进行控制。针对UPS 单模块10 kVA 单相电压型SPWM 逆变器进行建模仿真。通过仿真，验证了控制思路的正确性以及存该控制策略 下的逆变器所具有的鲁棒性强，动态响应快，THD 低等优点。并以仿真为先导，将其思想移植到具体开发中，达到预期效果。 1 三电平逆变器单相控制模型的建立 带LC 滤波器的单相逆变器的主电路结构如图1 所示。图1 中L 为输出 滤波电感，C 为滤波电容，T1,T2,T3,T4 分别是用来驱动IGBT 的三电平的SPWM 波，U0 为输出负载两端的电压。在建立控制系统的仿真模型时，需要 采集负载两端的电压与实际要求的电乐值做比较，然后通过调节器可以得到所 需要调节的值。在此仿真模型中，驱动波形采用的是三电平的SPWM 波形， 具体的产生原理在这不做详细描述。在Matlah 的Simlink 库中SPWM 波的产 生如图2 所示，这里调制比设为0.8.
目录 摘要 (1) 关键词 (1) 一、电流滞环跟踪控制原理 (2) 二、三相电流滞环跟踪控制系统的仿真 (5) 1、建立系统仿真模型 (5) 2、模块参数设置 (6) 3、电路封装 (8) 4、作图程序设计 (10) 三、仿真波形及频谱分析 (12) 四、仿真结果分析与总结 (18) 1、仿真波形比较 (18) 2、电流频谱分析比较 (19) 3、相电压、线电压频谱分析比较 (19) 4、总结 (19) 五、课设心得体会 (20) 六、参考文献 (21)
摘要： 滞环控制是一种应用很广的闭环电流跟踪控制方法，通常以响应速度快和结构简单而著称。在各种变流器控制系统中，滞环控制单元一般同时兼有两种职能，一则作为闭环电流调节器，二则起着PWM调制器的作用，将电流参考信号转换为相应的开关指令信号。然而，滞环控制的开关频率一般具有很大的不定性，高低频率悬殊，其开关频率范围往往是人们在进行滞环控制系统设计师比较关心的重要方面，只有明确开关频率的计算方法，才便于进行开关器件、滤波参数及滞环控制参数的选择。 电流跟踪型逆变器输出电流跟随给定的电流波形变化，这也是一种PWM控制方式。电流跟踪一般都采用滞环控制，即当逆变器输出电流与给定电流的偏差超过一定值时，改变逆变器的开关状态，使逆变器输出电流增加或减小，将输出电流与给定电流的偏差控制在一定范围内。 关键词：电流滞环跟踪PWM、闭环控制、滞环控制器HBC、环宽、电流偏差、开关频率、响应波形、频谱图
一、电流滞环跟踪控制原理 常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪PWM 控制的PWM 变压变频器的A相控制原理如1图所示。 图1 电流滞环跟踪控制的A相原理图 图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。将给定电流i*a 与输出电流i a进行比较，电流偏差?i a超过时±h，经滞环控制器HBC 控制逆变器A相上（或下）桥臂的功率器件动作。B、C二相的原理图均与此相同。采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM 电压波形示于图4。 ?如果，i a < i*a ，且i*a - i a ≥h，滞环控制器HBC输出正电平， 驱动上桥臂功率开关器件V1导通，变压变频器输出正电压，使增 大。当增长到与相等时，虽然，但HBC仍保持正电平输出，保持 导通，使继续增大 ?直到达到i a= i*a+ h，?i a = –h，使滞环翻转，HBC输出负电 平，关断V1 ，并经延时后驱动V4 但此时未必能够导通，由於电机绕组的电感作用，电流不会反向，而
PWM控制电路的基本构成及工作原理 于开关器件的高频通断和输出整流二极管反向恢复。很强的电磁骚扰信号通过空间辐射和电源线的传导而干扰邻近的敏感设备。除了功率开关管和高频整流二极管外，产生辐射干扰的主要元器件还有脉冲变压器及滤波电感等。 虽然，功率开关管的快速通断给开关电源带来了更高的效益，但是，也带来了更强的高频辐射。要降低辐射干扰，可应用电压缓冲电路，如在开关管两端并联RCD缓冲电路，或电流缓冲电路，如在开关管的集电极上串联 20～80μH的电感。电感在功率开关管导通时能避免集电极电流突然增大，同时也可以减少整流电路中冲击电流的影响。 功率开关管的集电极是一个强干扰源，开关管的散热片应接到开关管的发射极上，以确保集电极与散热片之间由于分布电容而产生的电流流入主电路中。为减少散热片和机壳的分布电容，散热片应尽量远离机壳，如有条件的话，可采用有屏蔽措施的开关管散热片。 整流二极管应采用恢复电荷小，且反向恢复时间短的，如肖特基管，最好是选用反向恢复呈软特性的。另外在肖特基管两端套磁珠和并联RC吸收网络均可减少干扰，电阻、电容的取值可为几Ω和数千pF，电容引线应尽可能短，以减少引线电感。实际使用中一般采用具有软恢复特性的整流二极管，并在二极管两端并接小电容来消除电路的寄生振荡。 负载电流越大，续流结束时流经整流二极管的电流也越大，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。采用多个整流二极管并联来分担负载电流，可以降低短路尖峰电流的影响。 开关电源必须屏蔽，采用模块式全密封结构，建议用1mm以上厚度的 镀锌钢板，屏蔽层必须良好接地。在高频脉冲变压器初、次级之间加一屏蔽层
PWM是什么？ 脉冲调制英文表示是Pulse Width Modulation，简称PWM。PWM是调节脉冲波占空比的一种方式。如图1所示，脉冲的占空比可以用脉冲周期、On-time、Off-time 表示，如下公式： 占空比＝On-time（脉冲的High时间）/ 脉冲的一个周期（On-time + Off-time） Tsw（一周期）可以是开关周期，也可以是Fsw=1/Tsw的开关频率。 图1 Pulse Width Modulation (PWM) 在运用PWM的驱动电路中，可以通过增减占空比，控制脉冲一个周期的平均值。运用该原理，如果能控制电路上的开关设计（半导体管、MOSFET、IGBT等）的打开时间（关闭时间），就能够调节LED电流的效率。这就是接下来要介绍的PWM控制。PWM信号的应用 PWM控制电路的一个特征是只要改变脉冲幅度就能控制各种输出。图2的降压电路帮助理解PWM的控制原理。在这个电路中，将24V的输入电压转换成12V，需要增加负载。负载就是单纯的阻抗。电压转换电路的方法有很多，运用PWM信号的效果如何呢？
图2 降压电路 在图2的降压电路中取PWM控制电路，如图3所示。MOSFEL作为开关设计使用。当PWM信号的转换频率数为20kHz时，转换周期为50μs。PWM信号为High的时候，开关为On，电流从输入端流经负载。当PWM信号处于Low状态时，开关Off，没有输入和输出，电流也断掉。 这里尝试将PWM信号的占空比固定在50％，施加在开关中。 开关开着的时候电流和电压施加到负载上。开关关着的时候因为没有电流，所以负载的供给电压为零。如图4绿色的波形、V（OUT）可在负载中看到输出电压。 图3 运用PWM信号的降压电路
双环反馈控制的 SPWM 逆变电源中电流环的设计 陈元娣,朱忠尼,林 洁 (空军雷达学院电子对抗系, 武汉 430019 摘要:针对目前电流环的设计方法不明确的问题, 通过建立 DC/AC系统的动态模型并对该模型进行理 论上的推导和分析得出了电流环的设计方法. 该方法在系统参数不完全明确的情况下, 电流内环尽量采取 PI 调节器, 将使系统的稳定性更好, 参数调整比较方便, 能满足一定的带宽和动态特性. 通过仿真实验验证了理论推导的正确性. 关键词:逆变器 ; 双环反馈 ; 电流环中图分类号:TM464 文献标识码:A 近年来, SPWM 正弦波逆变器的反馈控制技术发生 2个较大变化, ①单环控制变为多环控制, ②有效值恒定反馈变为“瞬时” 值反馈, 目的是为了提高系统的动态响应速度和改善并控制在任意负载, 特别是非线性负载下的输出波形 . 对于双环 系统, 一般采取电压外环, 电流内环的设计. 电压环的作用是跟踪和稳定输出电压,它的设计大多采取 PI 调节器模式. 电流环的作用是使逆变器的动态响应加快, 负载适应能力加强, 并具有输出电流限制能力, 可提高系统的可靠性, 因此, 电流环的设计是双环反馈控制的关键技术之一.对于电流环的设计, 常见有 P 和 PI 2种设计方法 , 在实际应用中到底选哪种方法合适,目前还没有成熟的结论. 本文通过建立 DC/AC系统的动态模型, 对该模型进行理论上的简化和特性分析.理论分析表
明:在系统参数不完全明确的情况下, 电流内环尽量采取 PI 调节器; 当系统参数基本明确或系统的惯性较小 (如大功率逆变器情况下, 可以考虑采取 P 调节器, 可以降低系统的调节难度, 提高系统的响应速度.通过对实际系统的仿真验证了本文结论的正确性. 1系统动态模型的简化设计原则 图 1是 SPWM 正弦波逆变器的功率电路原理 框图. 图 2是其等效模型, 图中 T 1=L /r 为滤波器电感的时间常数, r 为滤波电感直流电阻, T 为电压检测电路 的延迟时间常数, LT 为电流环, SPWM 控制器加逆 变器的等效模型为 G 1= K PWM U ab s Ls +r s s
题目七电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术 的仿真 摘要：电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术的仿真所采用的器件简单，利用simulink工具分析了在电流跟踪控制中采用滞环宽度并讨论了滞环宽度与开关频率和控制精度之间的关系，给出了各波形。 关键词：电流滞环控制脉宽控制滞环宽度控制法 一、前言 应用PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面两小节所述的PWM控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。 二、电流滞环跟踪控制原理 常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪PWM 控制的PWM 变压变频器的A相控制原理如1图所示。 图1 电流滞环跟踪控制的A相原理图
图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。将给定电流i*a 与输出电流i a进行比较，电流偏差?i a超过时±h，经滞环控制器HBC 控制逆变器A相上（或下）桥臂的功率器件动作。B、C二相的原理图均与此相同。采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与PWM 电压波形示于图6-23。 ?如果，i a < i*a ，且i*a - i a ≥h，滞环控制器HBC输出正电平， 驱动上桥臂功率开关器件V1导通，变压变频器输出正电压，使增 大。当增长到与相等时，虽然，但HBC仍保持正电平输出，保持 导通，使继续增大 ?直到达到i a= i*a+ h，?i a = –h，使滞环翻转，HBC输出负电 平，关断V1 ，并经延时后驱动V4 但此时未必能够导通，由於电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管续流，使受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时，，到达滞环偏差的下限值，使HBC 再翻转，又重复使导通。这样，与交替工作，使输出电流给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图2 中可以看到，输出电流是十分接近正弦波的。 图2 电流滞环跟踪控制时的电流波形 图2给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出，在半个周期内围绕正弦波作脉动变化，不论在的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和
并网逆变器的电流控制方法陈敬德，1140319060；杨凯，1140319070；指导老师：王志新（上海交通大学电气工程系，上海，200240） 摘要：并网逆变器是光伏发电系统的一个核心部件，其控制技术一直是研究的热点。其使用的功率器件属于电力电子设备，它们固有特性会对系统产生不利的影响，为了防止逆变器中的功率开关器件处于直通状态，通常要在控制开关管的驱动信号中加入死区，这给逆变器输出电压带来了谐波，对电网的电能产生污染。本文对传统的控制方法重复控制、传统的PI控制、dq轴旋转坐标控制、比例谐振控制进行了总结分析，并比较了它们的优缺点。 关键词：并网逆变器，重复控制，传统的PI控制，dq轴旋转坐标控制，比例谐振控制 0引言 随着现代工业的迅速发展，近年来全球范围内包括煤、石油、天然气等能源日益紧缺，全球将再一次面临能源危机，同时，这些燃料能源的应用对我们所生活的周围环境产生了严重的影响。环境问题受到了人们的广泛关注，为了解决能源紧缺以及环境污染问题，寻找可再生能源是解决这一问题的有效方式。太阳能因其清洁，无污染的优势受到了人们的青睐，太阳能光伏发电是目前充分利用太阳能资源的主要方式之一。太阳能发电主要有单独运行和并网运行两种模式，其中并网运行发展速度越来越快，应用的规模也愈来愈大[1]。逆变器是光伏发电系统中的关键部件，逆变器的工作原理是通过IGBT、GTO、GTR等功率开关管的导通和关断，把直流蓄电池电能、太阳能电池能量等变换为电能质量较高的交流电能，可以把它看成是一种电能转换设备。功率开关管的开关频率一般都比较高，因此利用它们进行电能转换的效率也比较高，但有一个很大的缺点是由它们组成的逆变系统的输出电能却不理想，其输出的波形中包含了很多对电能质量产生不利的方波，而很多场合都要求其输出的是一定幅值和频率的正弦波，所以要寻找更好的控制策略来提高逆变器的电能质量，让其输出各项性能指标都满足要求的波形。目前所用的逆变器可以分为以下两类：一类是恒压恒频逆变器，这类逆变器在各种电源持续供电的领域应用广泛，它能够输出电压幅值和频率都是特定值的交流正弦波，简称CVCF 逆变器。第二类是变压变频逆变器，这种逆变器主要用在电动机的调速系统中，它能够输出特定的幅值电压和频率，简称VVVF 逆变器[2]。 本文将对并网逆变器的几种常见控制方法进行总结，如传统的PI控制、基于dq 旋转坐标系的控制、重复控制及比例谐振控制。给出了框图和数学模型，并指出了它们各自的优缺点。 1重复控制 1.1重复控制思想 重复控制是基于内模原理的一种控制方法。所谓内模原理，即在一个闭环调节系统中，在其反馈回路中设置一个内部模型，使该内部模型能够很好的描述系统的外部特性，通过该模型的作用可使系统获得理想的指令跟踪特性，具有很强的抗干扰能力
电流滞环控制的三相PWM逆变器仿真 11级三班8号XX 摘要 针对传统的SPWM电压型逆变器的不足，提出采用电流滞环跟踪PWM的逆变器控制方式。介绍了电流滞环跟踪PWM逆变器的控制原理，对其开关频率进行了数学分析，最后构建模型并进行仿真。仿真结果表明，此方法效果明显，动态性能好，可保证电流波形好的正弦性。 关键词：电流滞环控制、三相PWM逆变器、开关频率、simulink 一、引言 三相PWM逆变器中的滞环电流控制因其控制方式简单、易于硬件实现、工作可靠、无跟踪误差、动态响应快等优点，得到了广泛的重视与应用。PWM（Pulse Width Modulation）控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，但是在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。 电流滞环跟踪控制方法的精度高，响应快，且易于实现。但受功率开关器件允许开关频率的限制，仅在电机堵转且在给定电流峰值处才发挥出最高开关频率，在其他情况下，器件的允许开关频率都未得到充分利用。为了克服这个缺点，可以采用具有恒定开关频率的电流控制器，或者在局部范围内限制开关频率，但这样对电流波形都会产生影响。 二、电流滞环跟踪控制原理 2.1电流滞环控制原理 常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪PWM（Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪PWM 控制的PWM 变压变频器的A相控制原理如1图所示。
图片简介: 本技术介绍了一种并网逆变器的控制系统及控制方法，所述的控制系统包括：检测单元、锁相单元、计算单元、乘法器、复位积分器、比较器、RS触发器以及选择开关，选择开关对RS触发器的信号经过选择后得到逆变系统中开关S1、S2、S3、S4的驱动信号g(S1)、g(S2)、g(S3)、g(S4)，其中，选择的依据由电网电压ug提供，通过在每个开关周期保持输入电路的能量与输出能量和电路中消耗及储存的能量相等来实现并网逆变器的控制。本技术实现了对可再生能源等直流源不稳定，且电网存在波动情况的并网系统的控制，能够抑制直流侧电源不稳定对并网电流的影响，且提高了并网电流对于电网波动的动态响应速度。 技术要求 1.一种并网逆变器的控制系统，其特征在于，所述的控制系统包括：检测单元、锁相单元、计算单元、乘法器、复位积分器、比较器、RS触发器以及选择开关，其中， 所述的检测单元和选择开关与逆变系统相连，所述的检测单元检测得到逆变系统的并网电压ug、逆变器输出侧A、B点之间的电压uAB和电感电流il，所检测到的信号发送给计算单元以及经过乘法器后送入复位积分器； 所述的锁相单元与所述的检测单元相连，用于对所检测的并网电压的相位和频率进行锁定，用以确定给定并网电流的相位和频率；所述的计算单元、乘法器和复位积分器用于计算及处理所述的检测单元和锁相单元所得到的信号，所述的计算单元和所述的复位积分器的输出端分别与所述的比较器的两个输入端相连； 所述的比较器用于对所述的计算单元和复位积分器处理得到的信号进行对比，用于提供所述的RS触发器 的R端信号，R端为RS触发器的复位端；RS触发器的S端连接时钟信号，RS触发器的输出Q端和端与所述的选择开关相连，所述的选择开关对RS触发器的信号经过选择后得到逆变系统中开关S1、S2、S3、S4的驱动信号g(S1)、g(S2)、g(S3)、g(S4)。
1．P W M信号概述 脉冲宽度调制（PWM）信号广泛使用在电力变流技术中，以其作为控制信号可完成DC-DC 变换（开关电源）、DC-AC变换（逆变电源）、AC-AC变换（斩控调压）和AC-DC变换（功率因数校正）。 产生PWM信号的方法有多种，现分别论述如下： 1）普通电子元件构成PWM发生器电路 基本原理是由三角波或锯齿波发生器产生高频调制波，经比较器产生PWM信号。三角波或锯齿波与可调直流电压比较，产生可调占空比PWM信号；与正弦基波比较，产生占空比按正弦规律变化的SPWM信号。 此方法优点是成本低、各环节波形和电压值可观测、易于扩展应用电路等。缺点是电路集成度低，不利于产品化。 2）单片机自动生成PWM信号 基本原理是由单片机内部集成PWM发生器模块在程序控制下产生PWM信号。 优点是电路简单、便于程序控制。缺点是不利于学生观测PWM产生过程，闭环控制复杂和使用时受单片机性能制约。 3）可编程逻辑器件编程产生PWM信号 基本原理是以复杂可编程逻辑器件（CPLD）或现场可编程门阵列器件（FPGA）为硬件基础，设计专用程序产生PWM信号。 优点是电路简单、PWM频率和占空比定量准确。缺点是闭环控制复杂，产生SPWM信号难度大。 4）专用芯片产生PWM信号 是生产厂家设计、生产的特定功能芯片。 优点是使用方便、安全，便于应用到产品设计中。缺点是不利于学生观测PWM产生过程和灵活调节各项参数。 2．电子元件构成PWM发生器电路 图1电子元件构成PWM发生器电路 3．集成芯片SG3525构成PWM发生器电路 一、PWM信号发生电路说明 实验电路中，驱动开关管的PWM信号由专用PWM控制集成芯片SG3525产生（美国
华中科技大学 硕士学位论文 PWM逆变电源双环控制技术研究 姓名：何俊 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：彭力 20070209
摘要 逆变器作为UPS系统的核心部分，要求它能够输出高质量的电压波形，尤其是在非线性负载情况下仍能够得到接近正弦的输出波形，因此各种各样的逆变器波形控制技术得以发展。其中瞬时值反馈控制技术是根据当前误差对逆变器输出波形进行有效 的实时控制，如果控制器设计合理，则既可以保证系统具有较好的稳态性能，同时可 以保证系统具有较快的响应速度。本文主要研究内容是PWM逆变电源电流内环电压外环双环控制技术，对逆变器双环控制进行了理论分析，并结合仿真和实验对其控制 性能进行了深入的研究。 基于状态空间平均法给出了PWM逆变器的传递函数形式和状态方程形式的数学模型，详细分析了死区效应、过调制和非线性负载对单相全桥逆变器输出电压的影响，指出减小输出阻抗是增强系统非线性负载适应能力的合理方案。 分析比较了电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两种双环控制方式， 提出了带负载电流前馈补偿的电感电流内环电压外环双环控制方式，重点研究了逆变器电容电流内环电压外环双环控制。依据电流内环所采用调节器的不同，分别讨论了 电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器和电流内环、电压外环均为PI调节器两种双环控制方式。采用极点配置的方法设计控制器参数，在闭环系统配置相同的阻 尼比和自然频率的前提下对两种双环控制方式进行仿真比较。仿真结果表明电流内环和电压外环均采用PI调节器的逆变器双环控制方式能够达到较好的动、静态特性， 特别是其非线性负载带载能力较强；电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器的逆变器双环控制方式稳态性能较好，但其抗非线性负载扰动能力不及电流内环和电压外环均采用PI调节器的双环控制方式，理论分析和仿真结果表明增大双环控制系 统的期望自然频率可以改善系统的抗非线性负载扰动能力。 基于理论分析和计算，在一台样机上进行电容电流内环电压外环的双环模拟控制 实验，实验结果与理论分析相符。 关键词：PWM逆变器双环控制极点配置模拟控制
1.PWM的技术背景 随着CPU技术的发展，更多的晶体管和更高的主频，以及纳米级的工艺，都造成了CPU功率的飙升。尤其是第一个走进90纳米的Intel。更高的功率，就需要更好的散热设备。Intel为了对付prescott核心，开始从多方面加强散热，比如38度机箱比如BTX，比如 9CM风扇的主流应用，其中PWM技术，是最重要的技术之一。 Intel对散热器的评定标准非常严格，其最恶劣的环境条件在普通应用中很难出现。如果采用定转速风扇，在用户普通应用中，风扇的噪音根本让人无法忍受。传统的温控风扇是利用风扇轴承附近的测温探头侦测风扇的进风口温度，从而对风扇的转速进行调节。这种温控虽然解决了一定的问题，但是存在着精度粗糙，而且温控的转速只能做到高速低速两极变速。 PWM是脉宽调制电路的简称，它本身并不是一个新技术，在工业控制，单片机上早已经广泛的应用。而Intel将他和主板的CPU温度侦测相结合，将其应用于散热器风扇的转速精确控制上，取得了良好的效果。 2.PWM智能温控风扇的功能特点 首先，PWM风扇调节风扇转速是直接从CPU获取温度信息，在风扇上无任何测温装置。根据不同的CPU温度，温控风扇会有不同的转速调节与之对应，并且风扇的转速变化可以做到四级五级，甚至更多，基本上是无极变速的感觉。由于是脉宽信号的实时调节，风扇转速的变化非常灵敏，转速和CPU温度的变化几乎是同步的。 第二，PWM风扇在计算机待机的时候，可以保持在一个非常低的转速上。例如原包的Intel风扇，在待机时候，CPU温度在四五十度以下，其转速仅为一千多转，大大降低了运转的噪音。而设计的最高转速，四千多转，只有在CPU温度接近极限温度即65-67度时候，才会出现。相比传统的温控风扇有着更大的转速控制范围，更好的解决了噪音和性能的问题。
三相并网逆变器的双环控制策略研究 1引言 随着新能源发电在全世界范围内应用越来越广泛，并网发电技术也成为一个重要的研究方向[1-5]。而新能源如太阳能电池、燃料电池以及小型风力发电都需要采用并网逆变器与电网相连接。通常并网逆变器采用高频PWM调制下的电流源控制，从而导致进入电网的电流中含有大量高次谐波，一般会采用L滤波器进行滤除，但是目前一些研究文献[6-7]提到LCL滤波器具有比和L型滤波器更理想的高频滤波效果。从而常被用于大功率、低开关频率的并网设备，同时基于LCL滤波器的控制技术也成为新的研究热点之一。 尽管LCL滤波器滤除高次谐波效果明显，但是LCL滤波器是一个谐振电路，其谐振峰对系统的稳定性以及并网电流波形质量有很大的影响，如何设计控制器使系统稳定运行是必需解决的问题。在这种情况下基于电流双环的控制策略被提出来，同时文献[8][9]都提出了引入滤波电容电流内环的电流双环控制策略的可行性，并没有提出电流双环控制器的设计方案以及分析内外环的比例参数对系统的系统稳定性以及谐波阻抗的影响。与逆变器控制为电压源采用电压电流双环控制策略的设计方法不同。由于电流双环内外环控制器的带宽频带相差不大，所以不能按照电压源型逆变器的电压电流双环分开设计思路来确定控制器参数，此外电流双环控制策略应用于并网电流的波形控制，被控对象为工作在并网模式下采用LCL三阶滤波器的三相逆变器，其开环情况下系统的三个极点离虚轴很近，如何合理设计控制器参数使闭环控制系统具备一定的稳定裕度和快速动态响应速度需要进一步研究。 基于以上分析本文针对三相并网发电系统的运行特点以及LCL滤波器的工作特性，研究基于LCL 滤波器的电流双环控制的少自由度问题，并提出了基于高阶极点配置的实用新方法设计电流双环控制器参数，并配合劳思－赫尔维茨稳定判据验证控制系统稳定性，同时验证控制器参数和系统参数在一定范围内变化的情况下系统的鲁棒性，并最终将该设计方法得到的控制器参数应用于三相并网发电系统的实验平台，通过实验结果验证本文所提出的基于电流双环控制的三相并网逆变器具备一定的稳定裕度和快速动态响应速度。 2并网逆变器的状态空间数学模型 2.1 主电路拓扑 如图1所示三相并网发电系统的拓扑结构图，在图中i dc1代表直流输入电源，C1代表输入直流母线滤波电容、T1～T6代表三相逆变桥的6个IGBT开关管，R1代表滤波电感L1的内阻和由每相桥臂上、下管互锁死区所引起的电压损失，R2代表滤波电感L2的内阻，L1、C2、L2组成三阶LCL滤波器。 图1三相并网发电系统拓扑结构图
摘要 本设计中采用得最多的是控制技术是脉冲宽度调制（PWM），其基本思想是：控制逆变器中电力电子器件的开通或关断，输出电压为幅值相等、宽度按一定规律变化的脉冲序列，用这样的高频脉冲序列代替期望的输出电压。传统的PWM技术是用正弦波来调制等腰三角波，称为正脉冲宽度调制，随着控制技术的发展，产生了电流跟踪PWM（CFPWM)控制技术。CFPWM的控制方法是：在原来主回路的基础上，采用电流闭环控制，使实际电流快速跟随给定值，在稳态时，尽可能使实际电流接近正弦波。 最后利用利用Matlab/Simulink对整个系统进行仿真，并对仿真结果进行分析。 关键词：异步电机；电流控制；脉宽调制；CFPWM。
目录 摘要.......................................................................................................... Ι1 设计任务和要求 (3) 1.1 设计任务 (3) 1.2 任务要求 (3) 2 总体设计 (4) 2.1 系统组成框图 (4) 2.2 电流滞环跟踪控制原理 (5) 2.3 滞环宽度分析 (6) 2.4 电流滞环跟踪控制的特点 (8) 3 电流的滞环跟踪控制的simulink的仿真 (9) 3.1 仿真软件介绍 (9) 3.2 单相电流跟踪控制逆变器仿真 (9) 3.3 三相电流跟踪滞环控制仿真 (12) 3.4 仿真结果分析 (16) 4.总结 (16) 参考文献 (17)
1 设计任务和要求 1.1 设计任务 设计一通用型变频器的主电路和控制电路组成系统，对异步电机进行变频调速，完成变频器主电路设计，主电路可选用交-直-交结构，进行参数计算和器件选型。完成变频器控制电路设计，对逆变部分控制方式采用电流跟踪控制(CFPWM)。利用Matlab/Simulink对整个系统进行仿真，并对仿真结果进行分析。 1.2 任务要求 （1）主电路选择、参数计算及器件选型。 （2）控制电路选择、参数计算及器件选型。 （3）运用MA TLAB/Simulink软件进行仿真，校验。