收稿日期:2010 08 30
基金项目:重庆市自然科学基金资助项目(2008BB2314) 作者简介:王斌(1974 ),男,江苏淮安人,副教授,博士,主要从事电力电子系统的数字控制的研究。
文章编号:1004 2474(2011)01 0064
04基于MCU 控制的高压开关电源
王 斌1,芶志平2,毛海燕2
(1.重庆大学自动化学院,重庆400030;2.中国电子科技集团公司第26研究所,重庆400060)
摘 要:针对压电陶瓷驱动电源的应用设计了一种基于单片机(M CU )控制的高压开关电源,实现了低压(9~
18V )输入下的高压(150V)输出。电路主回路采用准谐振反激变换拓扑结构,M CU 芯片控制脉宽调制(PW M )电源管理芯片完成变换器升压,并驱动H 桥逆变电路输出频率可调的方波电压。数字控制的高压开关电源工作波形稳定,尖峰噪声小,输出电压精度高。实验结果验证了高压开关电源的性能。
关键词:压电陶瓷;开关电源;单片机(M CU )控制;准谐振中图分类号:T N86 文献标识码:A
A High Voltage Switching Power Supply Based on MCU C ontrol
WANG Bin 1
,GOU Zhiping 2
,MAO Haiyan
2
(1.College of Au tomation,Chongqing University,Ch ong qin g 400030China;
2.26th In stitu te of China E lectron ics T ech nology Group Corporation,C hongqing 400060,Ch ina )
Abstract:A high v oltag e switching po wer supply based on the micr o pro gr am contro l unit (M CU )fo r piezoe lect ric ceramic actuator has been designed.T he 150V high voltag e output has been r ealized at the condition of 9V to 18V low vo ltag e input.A quasi r eso nant fly back conversion t opolo gy was used for the circuit main lo op.T he boos ted vo ltag e of the co nv erter w as r ealized by M CU chip contro lled pulse w idth mo dulation (PW M )regulator.T he M CU co nt rols the sw itching fr equency of the H br idge inver ter to output the squar e w ave voltage.T he dig itally con tr olled swit ching po wer supply has the char act eristics of stable w avefo rm,low peak noise and high precisio n o f out put vo ltag e.T he perfor mance of t he hig h voltag e sw itching pow er supply has been ver ified ex perimentally.
Key words:piezoelect ric ceramic;switching po wer supply;M CU contro l;quasi resonant
0 引言
压电陶瓷作为一种微位移器件,在精密工程应用领域里有着广泛的应用前景。压电陶瓷材料的工作特性很大程度上取决于驱动电源的性能,驱动电源必须输出稳定性好的高幅值电压,并具有较好的动态性能,可适应外界条件的突变[1 2]
。传统的高压驱动电源通常以模拟脉宽调制芯片为核心控制开关电路、整流电路等完成稳定电压输出。随着数字控制技术的发展,单片机、数字信号处理器等数字芯片也逐渐参与到开关电源的设计,带来了可编程性、高集成度、高扩展性等优点[3 4]。作者提出了一种基于MC68H C908JK3芯片的高压开关电源,在低压(9~18V )输入下能输出高精度频率可调输出电压,可满足压电陶瓷驱动电源的应用需求。
1 高压开关电源的设计
高压电源输入9~18V,输出150V 方波电压,频率可控。电路结构采用单片机控制开关电源的方
式,原理框图如图1所示。主功率回路采用准谐振反激式开关电源拓扑结构,控制芯片为M C33060,直流电压经H 桥逆变电路转换后得到150V 方波电压。负载电压和电流采样信号经A/D 转换后,输入单片机(M CU )控制芯片M C68H C908JK3,单片机根据软件算法完成恒流或恒压控制,同时输出频率可调的驱动信号到H 桥逆变电路,实现直流电压到方波信号的转换。电路以M CU 芯片为控制核心,不仅能完成高精度精确的受控电压和电流输出,还能实现过压保护、过流保护、上位机通讯等一些重要的辅助功能。
图1 高压开关电源原理框图
反激式开关变换电路如图2所示。M C33060是低功耗固定频率的脉宽调制(PWM )控制芯片,内
第33卷第1期压 电 与 声 光
V ol.33N o.12011年2月
P IEZOEL ECT RICS &A COU ST O OP T ICS
F eb.2010
部集成了振荡器、误差放大器、5V 基准源等,主要用来实现单端电压模式控制。开关管Q 1导通时,输入向变压器储能,次级整流管D 1处于关断状态;Q 1关断时,整流管D 1导通,变压器储能输出到次级,为C 4充电。振荡电阻R 1、振荡电容C 3与内部振荡器一起产生振荡三角波,振荡波形与引脚3接收的M CU 电压基准信号比较,产生PWM 信号驱动功率开关管Q 1。为了降低开关管和整流管的电压应力,输出采用了倍压整流电路结构,通过整流管D 1、D 2和电容C 4、C 5
实现了二倍压整流。
图2 反激式开关变换电路
尽管反激式主回路具有结构简单,成本低等优点,但在高压输出下,其电压尖峰高和纹波噪声大显得更突出。为了减少高压电源的输出纹波噪声,电
路设计引入了准谐振技术[5],使反激变换器工作在软开关状态,从而降低电磁干扰噪声(EM I),提高电源转换效率。
开关管的导通时间
T on =I p L p /V in (1)式中:L p 为初级绕组电感量;I p 为初级峰值电流;V in 为输入电压。变压器复位时间
T off =I p L p /V O R (2)式中V O R 为次级到初级的折射电压。当次级绕组中的能量释放完毕后,V O R 也将消失。L p 、开关管漏极电容C p 和绕组电阻R p 构成一个RLC 谐振电路,因此折射电压随时间t 的变化关系为
V OR (t)=V OR e
- t
cos(2 f p t)(3)
式中 =R p /(2L p )为衰减因子;f p =1
2 L p C p
为谐
振频率。
开关管的漏源电压为
V DS (t)=V in +V OR e - t
cos(2 f p t)(4)当cos(2 f p t)=-1时,V DS (t)具有最小值,即
2 f p t = t =1/2f p t =
L p C p
(5)
由此可得到准谐振反激式变换器的一个完整工作周
期
T =T on T off +t
(6)
准谐振反激式变换器的工作频率为
f S =
V OR
I p L p (1+V OR /V in )+V O R L p C p
(7)M CU 控制电路核心采用M C68H C908芯片,其内部总线速度8M ,集成了12路8位模数转换器(ADC)、4k Flash 存储器、2通道16位定时器等模块,控制电路如图3所示。电压电流采样信号经信号调理电路处理后,输入到单片机的ADC 端口引脚6和引脚8,得到采样信号的数字量值。内置的算法程序进行计算处理后,生成电压基准值,经D/A 变换器处理由引脚19输出电压基准信号给电源管理芯片M C33060。如果输入电压、负载环境发生变化,单片机根据采样信号的偏差计算,将实时改变电压基准值,从而调整PWM 信号的频率和脉宽,
稳定输出电压。单片机内部的定时器产生两路PWM 驱动信号DR 1和DR 2,由引脚9、10输出到H 桥逆变电路驱动功率管。
图3 M CU 控制电路
H 桥逆变电路如图4所示。DR 1和DR 2为2路反相驱动信号,由单片机的定时器模块输出。DR 1
驱动功率管Q 2、Q 5导通时,DR 2驱动功率管Q 3、Q 4关断,负载供电150V ;DR 1驱动Q 2、Q 5关断时,DR 2驱动Q 3、Q 4导通,负载供电-150V 。因此,输入直流电压经H 桥电路作用后,在负载两端形成方波交流波形,改变定时器程序设置的频率参数就可调节方波电压的工作频率。为了减少功率管关断瞬间产生的电压尖峰,4个开关管都并联了滤波电容。出于成本考虑,作者选择了分立器件的方案构建H 桥变换器。从提高电路可靠性的角度出发,还能选用集成的全桥变换器芯片,如SLA2403等。
第1期王 斌等:基于M CU 控制的高压开关电源65
图4 H 桥逆变电路
2 实验结果
基于上述研究方案,作者实际设计了一台高压直流开关电源。为了检验其性能参数,针对不同工作条件下的波形曲线进行了测试。图5、6分别为在12V 输入下,功率MOS 管漏级电压波形和输入滤波电容EM I 电压波形,对准谐振控制回路引入前后
的工作波形作了对比。
图6 输入滤波电容EM I 电压波形
由图5、6可知,如果没有准谐振控制回路,功率开关管的漏级电压波形在关断后期将出现振荡(见图5(b))所示;随着输入电压的增大振荡现象会更
严重,同时导致EMI 干扰现象严重(见图6(b))。因此,准谐振工作状态的引入减少了开关损耗,降低了EM I 干扰,提高了电路工作的效率和可靠性。图7为高压开关电源变压器次级输出电压波形。图8为电源稳态输出电压波形(150V 、400H z)。由图7、8可知,所设计的高压直流开关电源工作波形稳定,电压纹波噪声小。图8的输出方波有一些电压尖峰,主要由H 桥功率开关管的高频导通关断而产生,
通过尖峰吸收电路可较好地抑制。
3 结束语
针对压电陶瓷驱动电源的应用需求,设计了基于M CU 控制的准谐振高压开关电源,可输出稳定的交流方波电压,同时可通过M CU 定时器的程序
66压 电 与 声 光2011年
设置来调节其工作频率。实验结果表明,准谐振高压开关电源工作波形稳定,输出电压纹波噪声小,电压尖峰低,具有较高的可靠性。
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23.
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开关电源的冲击电流控制方法 开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波，输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器，图1. 和图2. 分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路。 由于电容器在瞬态时可以看成是短路的，当开关电源上电时，会产生非常大的冲击电流，冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多，如对冲击电流不加以限制，不但会烧坏保险丝，烧毁接插件，还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。
图3.通信系统的最大冲击电流限值（AC/DC电源） 图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值（DC/DC电源） 欧洲电信标准协会(the European Telecommunications Standards Institute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4]，图4为通信系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。 冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进行估算，最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。
2. AC/DC开关电源的冲击电流限制方法 2.1 串连电阻法 对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。 图5. 串连电阻法冲击电流控制电路（适用于桥式整流和倍压电路，其冲击电流相同）串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种应用中比较适合，常用的为线绕电阻，但在高湿度的环境下，则不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下，瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用，会因湿气入侵而引起电阻损坏。 图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置，对于110V、220V双电压输入电路，应该在R1和R2位置放两个电阻，这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路，应该在R3位置放电阻。 2.2 热敏电阻法 在小功率开关电源中，负温度系数热敏电阻（NTC）常用在图5中R1，R2，R3位置。在开关电源第一次启动时，NTC的电阻值很大，可限制冲击电流，随着NTC的自身发热，其电阻值变小，使其在工作状态时的功耗减小。 用热敏电阻法也由缺点，当第一次启动后，热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值，如果这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近，刚启动时由于热敏电阻阻值还较大，它的压降较大，电源就可能工作在打嗝状态。另外，当开关电源关掉后，热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动，冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同，一般为1分钟。如果开关电源关掉后马上开启，热敏电阻还没有变冷，这时对冲击电流失去限制作用，这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。
开关电源闭环反馈响应及测试 开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时，反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量： 相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值，以度为单位表示。 增益裕量:当总相位延迟为360 时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。 对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45 （小于315 ）。当环路相位延迟达到360 时，增益裕量为-20dB或更低。 如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。 一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。 在这一例子中，从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 （360 到 278 ）。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。 测试信号注入 为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。 扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。 通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。 如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。
开关电源的数字控制实现方案 类别：电子综合阅读：5732 尽管业内不少人都认为，模拟和数字技术很快将争夺电源调节器件控制电路的主导权，但实际情况是，在反馈回路控制方面，这两种技术看起来正愉快地共存着。 的确，许多电源管理供应商都提供了不同的方案。一些数字控制最初的可编程优势现在甚至在采用模拟反馈回路的控制器和稳压器中也有了。当然，数字电源还是有一些吸引人之处。 本文主要讨论脉冲宽度调制(PWM)、脉冲密度调制(PDM)和脉冲频率调制(PFM)开关稳压器和控制器IC。其中一些集成了控制实际开关的一个或多个晶体管的驱动器，另一些则没有。还有一些甚至集成了开关FET，如果它们提供合适的负荷的话。因此，数字还是模拟的问题取决于稳压器的控制回路如何闭合。 图1显示了两种最常见的PWM开关拓朴布局的变化，降压和升压(buck/boost)转换器。在同步配置中，第二只晶体管将取代二极管。在某种意义上来讲，脉冲宽度调制的采用使得这些转换器“准数字化”，至少可与基于一个串联旁路元件的723型线性稳压器相比。事实上，PWM使得采用数字控制回路成为可能。不过，图1中的转换器缺少控制一个或几个开关占空比的电路，它可在模拟或数字域中实现。 不管采用模拟还是数字技术，都有两种方式实现反馈回路：电压模式和电流模式。简单起见，首先考虑它在模拟域中如何实现。 图1: 没有控制器的开关模式DC-DC电源十分简单。不论用于升压还是降压，其成功与否取决于设计者如何安排一些基本的元器件。 在电压模式拓朴中，参考电压减去输出电压样本就可得到一个与振荡器斜坡信号相比较的小误差信号(图2)，当电路输出电压变化时，误差电压也产生变化，后者反过来改变比较器的门限值。反过来，这将使输出信号宽度发生变化。这些脉冲控制稳压器开关晶体管的导通时间。随着输出电压升高，脉冲宽度将变小。 图2: 电压模式反馈(本例中在模拟域)包含一个控制回路。 电流模式控制的一个优势在于其管理电感电流的能力。一个采用电流模式控制的稳压器具有一个嵌套在一个较慢的电压回路中的电流回路。该内回路感应开关晶体管的峰值电流，并通过一个脉冲一个脉冲地控制各晶体管的导通时间，使电流保持恒定。 与此同时，外回路感应直流输出电压，并向内回路提供一个控制电压。在该电路中，电感电流的斜率生成一个与误差信号相比较的斜坡。当输出电压下跌时，控制器就向负载提供更大的电流(图3)。 图3: 电流模式反馈采用了嵌套反馈回路。与电压模式不同，它需要计入电感上的电流。 在这些控制拓朴中，在回路的相移达到360°的任意频率处，控制回路的增益不能超过1。相移包括了将控制信号馈入反馈运放的倒相输入端所产生的固有180°相移、放大器和其它有源元件的附加延迟、以及由电容和电感(特别是输出滤波器的大电容)引入的延迟。 稳定回路要求对一定频率范围内的增益变化和相移进行补偿。传统上，采用模拟PWM 来稳定电源通常需要采用经验方法：你在一块与生产型电路板相同布局的实际电路板上，实
开关电源常见故障及维修方法： 1.保险烧或炸 主要检查300V上的大滤波电容、整流桥各二极管及开关管等部位，抗干扰电路出问题也会导致保险烧、发黑。需要注意的是：因开关管击穿导致保险烧一般会把电流检测电阻和电源控制芯片烧坏。负温度系数热敏电阻也很容易和保险一起被烧坏。 2.无输出，保险管正常 这种现象说明开关电源未工作或进入了保护状态。首先要测量电源控制芯片的启动脚是否有启动电压，若无启动电压或者启动电压太低，则要检查启动电阻和启动脚外接的元件是否漏电，此时如电源控制芯片正常，则经上述检查可以迅速查到故障。若有启动电压，则测量控制芯片的输出端在开机瞬间是否有高、低电平的跳变，若无跳变，说明控制芯片坏、外围振荡电路元件或保护电路有问题，可先代换控制芯片，再检查外围元件;若有跳变，一般为开关管不良或损坏。 3.有输出电压，但输出电压过高 这种故障一般来自于稳压取样和稳压控制电路。在直流输出、取样电阻、误差取样放大器如TL431、光耦、电源控制芯片等电路共同构成一个闭合的控制环路，任何一处出问题就会导致输出电压升高。 4.输出电压过低 除稳压控制电路会引起输出电压低，还有下面一些原因也会引起输出电压低： a.开关电源负载有短路故障（特别是DC/DC变换器短路或性能不良等），此时，应该 断开开关电源电路的所有负载，以区分是开关电源电路还是负载电路有故障。若断 开负载电路电压输出正常，说明是负载过重;或仍不正常说明开关电源电路有故障。 b.输出电压端整流二极管、滤波电容失效等，可以通过代换法进行判断。 c.开关管的性能下降，必然导致开关管不能正常导通，使电源的内阻增加，带负载能 力下降。 d.开关变压器不良，不但造成输出电压下降，还会造成开关管激励不足从而屡损开关 管 e.300V滤波电容不良，造成电源带负载能力差，一接负载输出电压便会下降。
第六章 开关电源反馈设计 除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。 开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。 为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应 在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念 电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。 典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。 在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高 频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1） 为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应 在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2） 对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图
CG8010DX 电脑开关电源控制器 概述： CG8010是应用于开关电源方面的有完整保护功能的PWM（脉宽调制）控制电路，主要用于台式PC(个人电脑)的开关电源部分。CG8010包括如下不同的功能: 过压保护﹑欠压保护﹑电源正常输出（PGO）﹑远程开/关控制等。只需少量外接器件就可以实现个人电脑的开关电源部分所有功能。 特性： ● 完整的PWM控制和保护功能 ● 3.3V/5V/12V/PT 过压保护 ● 3.3V/5V/12V 欠压保护 ● 280ms 电源正常输出 延时 ● PG开漏输出 ● PWM开漏输出 ● 280ms 欠压保护延时 ● 远程开/关控制 ● 软启动功能 ● DIP16封装 管脚图：(DIP16) 脚位说明： 脚位名称类型功能 1 V33 输入 3.3V过压、欠压检测输入 2 V5 输入 5V过压、欠压检测输入 3 V12 输入 12V过压、欠压检测输入 4 PT 输入额外的过压保护输入 5 GND 电源地 6 RT 输出通过外接电阻（120K?）实现振荡频率
7 C1 输出 PWM 开漏输出1 8 C2 输出 PWM 开漏输出2 9 REM 输入远程开/关机输入 REM为低电平，表示开关电源开机； REM为高电平，表示开关电源关机。 10 SS 输出通过外接电容实现软启动 11 PG 输出电源正常信号(POWER GOOD)输出 当PG为高电平时,电源正常(漏极开路)； 当PG为低电平时,电源不正常(漏极开路)。 12 DET 输入额外的保护输入端 13 VCC 电源电源 14 OPOUT 输出误差放大器的输出端 15 OPNEGIN 输入误差放大器的反向输入端 16 VADJ 输入误差放大器的正向输入端 内部框图： 极限值：（VCC=5.5V） 符 号 参 数 极限值 单 位 VCC管脚13的直流输入电压 5.5 V Vcc1，Vcc2 管脚C1,C2的输出电压 5.5 V Icc1，Icc2 管脚C1,C2的输出电流 200 mA PD 功耗 200 mW Topr 工作的环境温度 -10～+70 ℃ Tstg 储存温度 -65～+150 ℃
开关电源的用途 开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域 开关电源的主要类型和分类 开关电源的主要类型 现代开关电源有两种：一种是直流开关电源；另一种是交流开关电源。这里主要介绍的只是直流开关电源，其功能是将电能质量较差的原生态电源（粗电），如市电电源或蓄电池电源，转换成满足设备要求的质量较高的直流电压（精电）。直流开关电源的核心是DC/DC转换器。因此直流开关电源的分类是依赖DC/DC转换器分类的。也就是说，直流开关电源的分类与DC/DC 转换器的分类是基本相同的，DC/DC转换器的分类基本上就是直流开关电源的分类。
直流DC/DC转换器按输入与输出之间是否有电气隔离可以分为两类：一类是有隔离的称为隔离式DC/DC转换器；另一类是没有隔离的称为非隔离式DC/DC转换器 隔离式DC/DC转换器也可以按有源功率器件的个数来分类。单管的DC/DC转换器有正激式（Forward）和反激式（Flyback）两种。双管DC/DC转换器有双管正激式（DoubleTransistor Forward Converter），双管反激式（Double Transistr Flyback Converter）、推挽式（Push-Pull Converter）和半桥式（Half-Bridge Converter）四种。四管DC/DC转换器就是全桥DC/DC转换器（Full-Bridge Converter）。 非隔离式DC/DC转换器，按有源功率器件的个数，可以分为单管、双管和四管三类。单管DC/DC转换器共有六种，即降压式（Buck）DC/DC转换器，升压式（Boost）DC/DC转换器、升压降压式（Buck Boost）DC/DC转换器、Cuk DC/DC转换器、Zeta DC/DC转换器和SEPIC DC/DC转换器。在这六种单管DC/DC 转换器中，Buck和Boost式DC/DC转换器是基本的，Buck-Boost、Cuk、Zeta、SEPIC式DC/DC转换器是从中派生出来的。双管DC/DC转换器有双管串接的升压式（Buck-Boost）DC/DC转换器。四管DC/DC转换器常用的是全桥DC/DC转换器（Full-Bridge Converter）。
开关电源控制模式的探讨 随着科学技术的发展，开关电源数字化、模块化、高频化的实现，促进了开关电源控制技术的不断发展。文章主要对开关电源控制模式进行分析，结合开关电源发展的历程，探讨了开关电源数字化控制技术以及电流型控制模式，以供参考。 标签：开关电源；控制模式；电子技术 1 开关电源概述 开关电源是在现代电子电力技术的发展基础上，控制开关管的开通及关断时间比率，以稳定输出电压的一种特殊的电源。一般来说，开关电源由脉冲宽度调制控制IC、MOSFET组成。随着科学技术的发展，开关电源技术也不断进行改革和创新。开关电源效率能够高达85%，与普通线性电源相比，开关电源的利用效率提高了一倍。同时，开关电源采用了小体积的滤波元件及散热器，可靠性、安全性也较高。从开关电源的类别来看，可以分成AC/AC、DC/DC等类型，其中，DC/DC开关电源的变换器已经实现了模块化设计和发展，因而得到用户普遍认可。 从开关电源的产生和发展来看，自上个世纪六十年代以来，由于晶闸管控制模式的出现，大大促进了开关电源的发展。到七十年代初期，开关电源进入了长时期的瓶颈时期，开关电源的效率问题更加突出。直至七十年代后期，由于集成电技术的创新，催生了各种开关电源芯片的产生。当前，集成化电源已经广泛应用于航天、彩电、计算机等各个领域中，随着半导体技术、电子技术的快速发展，电子设备的总量和体积不断减小，导致电源体积与电子设备的体积不相匹配。因此，开关电源体积成为当前研究的重点。 从我国开关电源的研究情况来看，在上个世纪六十年代，我国已经成功研制出稳压电源。经过十年的发展，稳压电源已经成功应用于电视机和中小型计算机。到八十年代，我国已经成功研制出了0.5～5MHz谐振的软开关电源。从八十年代起，我国开关电源进入了大规模更新换代的时期，现代晶闸管稳压电源逐渐取代了传统铁磁稳压电源，对办公自动化产生了很大的影响。进入九十年代，我国成功研制了新型专用的开关电源，供特殊行业使用，如卫星及远程导弹系统所使用的开关电源。经历了约半个世纪的发展，我国开关电源技术研发已经取得了较大的成就，开关电源应用范围也逐渐扩展，但与国外开关电源技术相比，在使用方法和集成度方面，我国还存在很大的不足，还应该继续加强开关电源研究及应用。 2 开关电源数字控制技术分析 近年来，随着计算机技术及网络技术的快速发展，数字控制技术在社会生产生活中广泛应用。数字控制技术的产生，是由于控制领域的监控和计算任务的要
最详细的开关电源反馈回 路设计 Prepared on 22 November 2020
开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表： 2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Uref（）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431的内部含有一个的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1和R2的值可以得到从到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA。 了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路： 图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。 首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref公式来计算R14的值。 1.确定R13.、R14取值
基于PID控制方式的8A开关电源Psim 仿真研究 学院：电气与光电学院 专业：电气工程及其自动化 班级： 姓名： 学号： 时间：2016年04月04日
1、绪论 开关调节系统常见的控制对象，包括单极点型控制对象、双重点型控制对象等。为了使某个控制对象的输出电压保持恒定，需要引入一个负反馈。粗略的讲，只要使用一个高增益的反相放大器，就可以达到使控制对象输出电压稳定的目的。但就一个实际系统而言，对于负载的突变、输入电压的突升或突降、高频干扰等不同情况，需要系统能够稳、准、快地做出合适的调节，这样就使问题变得复杂了。例如，已知主电路的时间常数较大、响应速度相对缓慢，如果控制的响应速度也缓慢，使得整个系统对外界变量的响应变得很迟缓；相反如果加快控制器的响应速度，则又会使系统出现振荡。所以，开关调节系统设计要同时解决稳、准、快、抑制干扰等方面互相矛盾的稳态和动态要求，这就需要一定的技巧，设计出合理的控制器，用控制器来改造控制对象的特性。 常用的控制器有比例积分（PI）、比例微分（PD）、比例-积分-微分（PID）等三种类型。PD控制器可以提供超前的相位，对于提高系统的相位裕量、减少调节时间等十分有利，但不利于改善系统的控制精度；PI控制器能够保证系统的控制精度，但会引起相位滞后，是以牺牲系统的快速性为代价提高系统的稳定性；PID控制器兼有二者的优点，可以全面提高系统的控制性能，但实现与调试要复杂一些。本文中介绍基于PID控制器的Buck电路设计。 2、基于PID控制方式的Buck电路的综合设计 Buck变换器最常用的电力变换器，工程上常用的正激、半桥、全桥及推挽等均属于Buck族。现以Buck变换器为例，根据不同负载电流的要求，设计功率电路，并采用单电压环、电流-电压双环设计控制环路。 2.1设计指标 输入直流电压(V IN)：10V； 输出电压(V O)：5V； 输出电流(I I N)：8A； 输出电压纹波(V rr)：50mV； 基准电压(V ref)：1.5V； 开关频率(f s)：100kHz。 Buck变换器主电路如图1所示，其中Rc为电容的等效电阻ESR。
开关电源控制环设计原理 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 图1 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
图2 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST 转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 图3 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
开关整流器的基本原理 一、填空 1、功率变换器的作用是（）。 将高压直流电压转换为频率大于20KHZ的高频脉冲电压 2、整流滤波器电路的作用是（）。 将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压 3、开关电源控制器的作用是将输出（）取样，来控制功率开关器件的驱动脉冲的（），从而调整（）以使输出电压可调且稳定。 直流电压、宽度、开通时间。 4、开关整流器的特点有（）、（）、（）、（）、（）、（）及（）。 重量轻、体积小、功率因数同、可闻噪声低、效率高、冲击电流小、模块式结构。 5、采用高频技术，去掉了（），与相控整流器相比较，在输出同等功率的情况下，开关整流器的体积只是相控整流器的（），重量已接近（）。 工频变压器、1/10、1/10。 6、相控整流器的功率随可控硅（）的变化而变化，一般在全导通时，可接近（）以上，而小负载时，仅为左右，经过校正的开关电源功率因数一般在（），以上，并且基本不受（）变化的影响。 导通角、、。 7、在相控整流设备件，工频变压器及滤波电感工作时产生的可闻噪声较大，一般大于（），而开关电源在无风扇的情况下，可闻噪声仅为（）左右。 60db、45db。 8、开关电源采用的功率器件一般（比较）较小，带功率因数补偿的开关电源其整流器效率可达（）以上，较好的可做到（）以上。 88%、91%。 9、目前开关整流器的分类主要有两种，一类是采用（）设计的整流器，一般称之为（），二是采用（）设计的整流器，主要指（）开关整流器。 硬开关技术、SMR、软开关技术、谐振型
10、谐振型技术主要是使各开关器件实现（）或（）导通或截止，从而减少开关损耗，提高开关频率。 零电压、零电流。 11、按有源开关的过零开关方式分类，将谐振型开关技术分为（）—ZCS、（）—ZVS两大类。 12、单端正激变换电路广泛应用于（）变换电路中，被认为是目前可靠性较高，制造不复杂的主要电路之一。 13、单端反激变换电路一般用在（）输出的场合。 14、全桥式功率变换电路主要应用于（）变换电路中。 15、半桥式功率变换电路得到了较广泛的应用，特别是在（）和（）的场合，其应用越来越普遍。 16、开关电源模块的寿命是由模块内部工作（）所决定，温升高低主要是由模块的（）高低所决定，现在市场上大量使用的开关电源技术，主要采用的是（）技术。 17、功率密度就是功率的（），比值越大说明单位体积的功率越大。 18、计算功率有两种方法，一种是（），另一种是模块允许的，在交流和直流变化的全电压范围内所能提供的（）。 19、谐振技术的应用原理是改善开关条件，使（）或（）的状态下来控制开关管的开关状态，使其在开头过程中（）减小，从而大提高工作频率，降低体积重量，使功率（）和（）大幅度提高。 20、零电流开关式准谐振技术的主要优点是降低关断（），不受变压器的（）和整流器的（）的影响。 二、选择题 1、在开关电源中控制电路的发展将主要集中到以下几个方面其中错误的是（D）。 A高频化B智能化C小型化D多功能化 2、在开关电源中驱动电路一般都具有（B）作用。 A隔离散B放大C延时D转换
一种24V开关电源的反馈控制及过压保护电路的设计与应用 发表时间：2019-03-12T16:30:12.327Z 来源：《电力设备》2018年第27期作者：刘华美[导读] 摘要：开关电源的可靠性直接影响到电子产品系统的可靠性，为了使开关电源安全可靠的工作，必须设计相关的反馈控制及过压保护。 （西藏自治区广电局032台） 摘要：开关电源的可靠性直接影响到电子产品系统的可靠性，为了使开关电源安全可靠的工作，必须设计相关的反馈控制及过压保护。本文采用光耦PC817和TL431结合设计出反馈控制及保护电路。理论和实践证明：该设计方案具有可靠的稳定性和可靠性。 关键词：开关电源；反馈控制；过压保护 The reliability of the switching power supply has a direct impact on the reliability of the electronic product system. In order to make the switching power supply work safely and reliably, relevant feedback control and over-voltage protection must be designed. In this paper, a feedback control and protection circuit is designed by using optocoupler PC817 and TL431. Theory and practice have proved that the design has reliable stability and reliability. Key words: switching power supply; feedback control; overvoltage protection 引言 目前，在各个电子通信系统中，反馈控制及保护电路已经得到广泛的应用。作为一种自动调节，反馈控制及保护电路就是当系统受到一定干扰后，能通过自身反馈控制及保护电路的调节作用使系统参数得到修正和保护。 开关电源中的反馈控制及过压保护电路是用来调整开关电源输出电压及电流稳定，保证开关电源所带负载能稳定工作。 图反馈控制及保护电路图 1、反馈控制及过压保护电路 本文设计的反馈控制及保护电路如下图所示，其基本原理为：在24V开关电源电路中，24V输出与控制芯片是相互隔离的，因此反馈采用光耦隔离形式，R4、RP1、R9是采样电阻，经分压后送至N1的输入端。当某种原因使24V升高时，TL431输入端的电压相应升高，当此电压超过TL431的内部基准电压（2.5V）时，光耦的初级导通，因此次级也导通，A点电压随之降低，从而使输出脉冲变窄，使输出的24V电压降低，达到调整目的。 保护电路同理，当输出电压超过28V时，R6、RP2、R11对电压采样，在N2的输入端的检测电压超过2.5V，使N2导通，光耦N4导通，不导通时B点电压为低，N4导通使B点电压升高，而B点电压经过V13送至SG1525的10脚，从而关闭输出脉冲。 2、电路实验结果 通过电路在实验中的实现，当24V电压升高时，通过反馈控制可以使24V输出电压降低，达到调整目的。在过压保护电路中24V电压达到28V时，能起到保护作用。 3、结束语 本文采用光耦PC817和TL431结合设计出反馈控制及保护电路。实验证明：电源具有更好的稳定性和可靠性。更重要的是，输入电压的正常与否直接影响开关电源的输出，这样直接关系到与开关电源相关设备是否能正常工作，及时给予保护。 参考文献： [1] 陈治明等. 电力电子技术的回顾与前瞻[J]. 电源技术应用, 1999.2:1-3. [2]催东风，王晓梅等.一种小型直流电源的反馈控制设计 [M]. 科技信息，2012.24:235-236. [3] 张勇虎，欧刚.电源保护电路的设计 [J]. 电子测量技术，2006.29（4）:129-130.
开关电源控制环设计 资料来源：Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者：smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。
存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。
基于PID控制方式的3A开关电源MATLAB仿真研究 学院：电气与光电工程学院 专业：电气工程及其自动化 班级： 一绪论 Buck变换器是最常用的变换器，工程上常用的拓扑如正激、半桥、全桥、推挽等也属于Buck 族，现以Buck变换器为例，依据不同负载电流的要求，设计主功率电路，并采用单电压环、电
流-电压双环设计控制环路。开关调节系统常见的控制对象，包括单极点型控制对象、双重点型控制对象等。为了使某个控制对象的输出电压保持恒定，需要引入一个负反馈。粗略的讲，只要使用一个高增益的反相放大器，就可以达到使控制对象输出电压稳定的目的。但就一个实际系统而言，对于负载的突变、输入电压的突升或突降、高频干扰等不同情况，需要系统能够稳、准、快地做出合适的调节，这样就使问题变得复杂了。所以，开关调节系统设计要同时解决稳、准、快、抑制干扰等方面互相矛盾的稳态和动态要求，这就需要一定的技巧，设计出合理的控制器，用控制器来改造控制对象的特性。
常用的控制器有比例积分（PI）、比例微分（PD）、比例-积分-微分（PID）等三种类型。PD控制器可以提供超前的相位，对于提高系统的相位裕量、减少调节时间等十分有利，但不利于改善系统的控制精度；PI控制器能够保证系统的控制精度，但会引起相位滞后，是以牺牲系统的快速性为代价提高系统的稳定性；PID控制器兼有二者的优点，可以全面提高系统的控制性能，但实现与调试要复杂一些。本次设计就采用PID控制方式。 二设计过程 各项技术指标： 输入直流电压(V IN)：10； 输出电压(V O)：5V； 输出电流(I N)：3A； 输出电压纹波(V rr)：50mV； 基准电压(V ref)：1.5V； 开关频率(f s)：100kHz。 设计任务： 1.依据技术指标设计主功率电路，采用参数扫描法，对所设计的主功率电路进行仿真； 2.掌握小信号建模的方法，建立Buck变换器原始回路增益函数； 3.采用Matlab绘制控制对象的Bode图； 4.补偿网络设计，根据控制对象的Bode图，分析所需设计的补偿网络特性，采用PID调节方 式。 5.采用Matlab绘制补偿器和变换器的Bode图； 6.综合仿真，采用所选择的仿真软件进行系统仿真，要求有突加、突卸80%负载和满载时的 负载特性，分析系统的静态稳压精度和动态响应速度。 2.1 主电路设计：
电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅 尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院 在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性； 2、很高的输出电压精度； 3、具有内在对功率开关电流的控制能力； 4、良好的并联运行能力。 由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。 一、uc3842简介 图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。 图1UC3842的内部结构框图如下： UC3842具有以下特点： 1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉； 2、电压调整率很好； 3、负载调整率明显改善； 4、频响特性好，稳定幅度大； 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压
基于PI控制方式的7A开关电源MATLAB仿真研究 学院：电气与光电工程学院 专业：电气工程及其自动化 目录 0 绪论 --------------------------------------------------------------------- 3
1 设计要求 ----------------------------------------------------------------- 3 2 主电路参数计算 ----------------------------------------------------------- 3 2.1 电容参数计算 --------------------------------------------------------- 4 2.2 电感参数计算 --------------------------------------------------------- 4 3 补偿网络设计 ------------------------------------------------------------- 5 3.1原始系统的设计 -------------------------------------------------------- 5 3.2补偿网络相关参数计算 -------------------------------------------------- 6 4 负载突加突卸 ------------------------------------------------------------- 9 4.1满载运行 -------------------------------------------------------------- 10 4.2突加突卸80%负载 ------------------------------------------------------ 10 4.3 电源扰动20% --------------------------------------------------------- 11 5 小结 -------------------------------------------------------------------- 13 参考文献 ------------------------------------------------------------------ 13 一、绪论 随着电子技术的不断发展对电源的要求也不断的提高，开环的电源应该说早就不能满足要 求，无论是在输出参数的精度还是抗干扰能力方面都比不上闭环控制系统。为了使某个控制对 象的输出电压保持恒定，需要引入一个负反馈。粗略的讲，只要使用一个高增益的反相放大器，