阻抗匹配技术无法匹敌孔径调谐技术
全球LTE智能手机的出货量、网络配置以及频谱分配如今迅猛增长，而3GPP 电信标准组织也已为LTE标准分配超过40个频段。随着用户数和通信量的负荷持续加重，诸如AT&T(美)和Verizon(美)的主要电信商开始采用
LTE-Advanced载波聚合(Carrier Aggregation)技术以提升网络的速度和容量。3GPP现今已确定愈60种频带组合，其中包括频带内和频带间聚合。
正因如此，智能手机需要优化技术以适应持续增加的频谱分配方案和载波聚合的可能性。对手机内的LTE射频而言，这意味着射频必须能够“调”这些频带当中的任何一个，而这进一步要求该天线需要在所有频带上保持高效率表现。
但是说得容易做得难，天线效率的设计远远难过设定要求。在手机生产史的早期，天线是信号射频系统设计师最后考虑的问题。早期手机体积大，数据率低，加上全球只有4个频带。这些因素确保早期手机的高信号性能表现不成问题。而快进到2015年，随着而大屏幕和大电池则成为主流，手机已经演进为精密的智能手机。原设备制造商逐渐采用多种天线调谐技术以确保LTE在多频带上的信号表现。
图1：手机的演进及相应的天线效率
LTE射频最关键的是射频前端(RFFE)，包括天线及模拟数据处理。RFFE中的功率放大器，滤波器以及电源转化器经设计能够在50欧—天线馈端(天线和RFFE 连接处)的目标阻抗—以最高效率运作。
天线馈端的天线阻抗取决于天线的类型。而移动设备生产中应用最广泛的是双波段PIFA天线。在谐振频率中，天线的馈电点阻抗为纯电阻(PIFA天线大约90Ω，偶极子天线约72Ω，而单极子天线约36Ω)。为了最大限度地提高辐射效率，利用简单的固定匹配电路能将天线的阻抗匹配为50Ω，借此提高输入天线功率的辐射。
图2：LTE射频辐射前端(RFFE或Radio Frequency Front End)结构图
业界如今有两种截然不同的天线调谐方法：
可调式阻抗匹配调谐Tunable Impedance Matching(TIM)
天线孔径调谐Antenna Aperture Tuning(AAT)
利用可调阻抗匹配的方法要求在天线和接收机/发射机之间植入可变匹配网络。随着频率转变，天线的阻抗随之改变，天线的阻抗需要调节回RFFE要求的50Ω。这就需要一个闭环系统监测入射和反射功率或测量天线阻抗的实部和虚部。基于这些测量，匹配网络的调谐元件会被调整，继而形成新的天线馈电点阻抗以优化功率传递。
至于天线孔径调谐技术，一个高Q值可变电容被放置在辐射元件的一个适当的位置。随着频率的变化的可变电容的负载会被动态调整，使得天线谐振频率与工作频率相匹配。匹配谐振频率与工作频率有利于使天线的馈电点阻抗在整个工作范围保持相对稳定，同时一个简单的固定网络将该阻抗匹配到的馈电点目标阻抗50Ω，从而确保了调谐天线和RFFE之间最优化的功率传输。
为了更好地理解的一个典型的PIFA天线的实现方法，作者将描绘其阻抗的实部和虚部，以及解释它们是如何随着频率变化而改变。
图3：PIFA在不同频率中的阻抗表现
图3显示的PIFA天线频率被调节到920Mhz(频带B8)，此时电抗尽可能接近0Ω而电容尽可能大，约90Ω。高电阻和低电感抗的组合直接导致良好的辐射效率—天线调谐的最优状态。然而，如果图3中的PIFA天线在860MHz（频带B5）运作，可以发现电抗显着增大至将近60Ω。这天线组件的电感效应囤积而不辐射能量，从而降低了天线的运作效率。此外，该天线在频带B5运作时严重不匹配，降低了从馈线至低效率天线的功率传递。
下文解释两种天线调谐方案是如何优化PIFA天线的表现的:
天线孔径调谐方案作用于改变可变电容的负载，将天线的谐振频率与的工作频率相匹配。谐振频率的调整最大限度地降低天线的阻抗（接近0Ω），并最大化其电阻（接近90Ω）。这使天线能在频谱任何一处保持最佳表现，如图3中虚线曲线所示。此外，具有小于0.3dB插入损耗的超低损耗射频微电机系统(RF MEMS)可变电容器现可用于天线孔径调谐技术，进一步极尽利用天线的辐射，最小化功率损耗(被囤积在RFFE内)。
可调阻抗匹配方案则测量天线的阻抗并调节馈线以匹配相应阻抗，介此优化从50ΩRFFE到天线呈现的可变负载的功率转化。然而，阻抗匹配并不能避免天线的电抗特性，这特性使得天线囤积储辐射而不能充分利用它。此外，可变阻抗匹配网络中最常使用的基于SOI或BST的元件会导致欧姆损耗并产生巨大的(>1dB)插入损耗，这进一步限制可调阻抗匹配的功率传输优化。
这篇文章分析了如今最常见的两种“天线调谐”技术。由此发现，孔径调谐技术相比下展现了双重优势：维持天线的谐振能力的同时同步防止馈电点不匹配。这性能可靠，高表现，以及低损耗的射频微机电“调谐器”为射频工程师和天线设计师提供高效天线和低成本RFFE，以制造一流的智能手机射频设备。
关于Cavendish Kinetics
Cavendish Kinetics作为全球领先的RF MEMS天线调谐方案供应商，为智能手机、手提及随身设备提供高性能天线调谐方案。Cavendish的SmarTune设备具备MIPI RFFE界面的技术特征，已通过愈1000亿循环寿命测试并自2014
年起量产。Cavendish Kinetics在全球各地设有办公处，包括美国加州圣荷西市、中国、韩国、台湾以及荷兰。
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理
在处理 RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下， 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、 功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、 LNA/VCO 输出与混频器输入 之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹 以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的 RF 测试、并进行适当调谐。 需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法，包括
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计算机仿真： 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的 格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途 制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
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手工计算： 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 经验： 只有在 RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹 配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的 影响以及进行稳定性分析。
图 1. 阻抗和史密斯圆图基础
基础知识
在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下 RF 环境下(大于 100MHz) IC 连线的电磁波传播现象。这对 RS-485 传输线、PA 和天线之间 的连接、LNA 和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
微波技术与天线实验报
（1）负载开路，负载短路，与负载匹配 负载开路与短路即为令终端负载L Z 为∞或0，而对于功率输出，当负载匹配时会得到最大的功率输出；对于电源电压输出，指电源内阻越小在内阻上的压降越小，会得到最大的电压输出，就是说电源的效率最大，当内阻r=0,电源的效率等于1（100%）。 （1）传输线的工作状态 传输线的工作状态取决于传输线终端所接的负载，有三种状态。其中负载开路与短路即为令终端负载L Z 为∞或0导致传输线工作于驻波状态，Z L =Z 0时传输线工作于行波状态。 行波状态：传输线上无反射波出现，只有入射波的工作状态。 当传输线终端负载阻抗等于传输线的特性阻抗，即Z L =Z 0时，线上只有入射波（反射系数为零)。此时 z z e U e Z I U z U '' =+= 'γγ20222 )( z z e I e Z Z I U z I ' +'=+= 'γγ20 0222)( 对于无损耗线=γj β,则
本实验用微带传输线模块模拟测量线。利用驻波测量技术测量传输线上的波，可以粗略地观察波腹、波节和波长，进而测量反射系数|Γ|和驻波比ρ。若条件允许可以使用反射测量电桥以较精确地测量反射损耗。 （1）实验仪器 RZ9908综合实验箱频率合成信号发生器电场探头频谱分析仪反射测量电桥终端负载（2）实验思路 用驻波分布法测量微带传输线上电磁波的波长。观测微带传输线上驻波分布，测量驻波的波腹、波节、反射系数和驻波比。 （3）实验过程 实验装置大致如下，应用实验箱固定模块可简化操作。 原理如下： 实验连接图如下：
微带传输线模块测量端开路（不接负载)。 把频率合成信号发生器设置成为：CENTER FREQUENCY=1000MHz，SPAN=1MHz，参考电平-30dBm，在保证信号不超出屏幕顶端的情况下，参考电平越小越好，尽量使信号谱线的峰值显示在屏幕的第一格和第二格之间。 频率合成信号发生器设置为输出频率1000MHz和最小衰减量。 如图1连接，逐次移动探头。记录探头位置刻度读数和频谱分析仪读数，必要时可调节信号发生器的输出功率或频谱分析仪的参考电平。 改变频率合成信号发生器的输出频率为800MHz，再重复进行驻波分布测试。 用反射测量电桥来测量驻波损耗，按图2连接好实验装置
阻抗匹配概念 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 改变阻抗力 把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 调整传输线
由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗，意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样是奥姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电
1、高频信号布线时要注意哪些问题？ 答：信号线的阻抗匹配；与其他信号线的空间隔离；对于数字高频信号，差分线效果会更好； 2、在布板时，如果线密，过孔就可能要多，当然就会影响板子的电气性能，请问怎样提高板子的电气性能？ 答：对于低频信号，过孔不要紧，高频信号尽量减少过孔。如果线多可以考虑多层板； 3、是不是板子上加的去耦电容越多越好？ 答：去耦电容需要在合适的位置加合适的值。例如，在你的模拟器件的供电端口就进加，并且需要用不同的电容值去滤除不同频率的杂散信号； 4、一个好的板子它的标准是什么？ 答：布局合理、功率线功率冗余度足够、高频阻抗阻抗、低频走线简洁. 5、通孔和盲孔对信号的差异影响有多大？应用的原则是什么？ 答：采用盲孔或埋孔是提高多层板密度、减少层数和板面尺寸的有效方法，并大大减少了镀覆通孔的数量。但相比较而言，通孔在工艺上好实现，成本较低，所以一般设计中都使用通孔。 6、在涉及模拟数字混合系统的时候，有人建议电层分割，地平面采取整片敷铜，也有人建议电地层都分割，不同的地在电源源端点接，但是这样对信号的回流路径就远了，具体应用时应如何选择合适的方法？ 答：如果你有高频>20MHz信号线，并且长度和数量都比较多，那么需要至少两层给这个模拟高频信号。一层信号线、一层大面积地，并且信号线层需要打足够的过孔到地。这样的目的是：1）对于模拟信号，这提供了一个完整的传输介质和阻抗匹配；2）地平面把模拟信号和其他数字信号进行隔离；3）地回路足够小，因为你打了很多过孔，地有是一个大平面。 7、在电路板中，信号输入插件在PCB最左边沿，MCU在靠右边，那么在布局时是把稳压电源芯片放置在靠近接插件（电源IC输出5V经过一段比较长的路径才到达MCU），还是把电源IC放置到中间偏右（电源IC的输出5V的线到达MCU就比较短，但输入电源线就经过比较长一段PCB板）？或是有更好的布局？ 答：首先你的所谓信号输入插件是否是模拟器件？如果是是模拟器件，建议你的电源布局应尽量不影响到模拟部分的信号完整性．因此有几点需要考虑：1）首先你的稳压电源芯片是否是比较干净，纹波小的电源．对模拟部分的供电，对电源的要求比较高；2）模拟部分和你的ＭＣＵ是否是一个电源，在高精度电路的设计中，建议把模拟部分和数字部分的电源分开；3）对数字部分的供电需要考虑到尽量减小对模拟电路部分的影响． 8、在高速信号链的应用中，对于多ASIC都存在模拟地和数字地，究竟是采用地分割，还是不分割地？既有准则是什么？哪种效果更好？ 答：迄今为止，没有定论。一般情况下你可以查阅芯片的手册。ADI所有混合芯片的手册中都是推荐你一种接地的方案，有些是推荐公地、有些是建议隔离地。这取决于芯片设计。 9、何时要考虑线的等长？如果要考虑使用等长线的话，两根信号线之间的长度之差最大不能超过多少？如何计算？ 答：差分线计算思路：如果你传一个正弦信号，你的长度差等于它传输波长的一半是，相位差就是180度，这时两个信号就完全抵消了。所以这时的长度差是最大值。以此类推，信号线差值一定要小于这个值。 10、高速中的蛇形走线，适合在那种情况？有什么缺点没，比如对于差分走线，又要求两组信号是正交的。 答蛇形走线，因为应用场合不同而具不同的作用： 1）如果蛇形走线在计算机板中出现，其主要起到一个滤波电感和阻抗匹配的作用，提高电路的抗干扰能力。计算机主机板中的蛇形走线，主要用在一些时钟信号中，如PCI-Clk,AGPCIK,IDE,DIMM等信号线；2）若在一般普通PCB板中，除了具有滤波电感的作用外，还可作为收音机天线的电感线圈等等。如2.4G的对讲机中就用作电感；3）对一些信号布线长度要求必须严格等长，高速数字PCB板的等线长是为了使各信号的延迟差保持在一个范围内，保证系统在同一周期内读取的数据的有效性（延迟差超过一个时钟周期时会错读下一周期的数据）。如INTELHUB架构中的HUBLink，一共13根，使用233MHz的频率，要求必须严格等长，以消除时滞造成的隐患，绕线是惟一的解决办法。一般要求延迟差不超过1/4时钟周期，单位长度的线延迟差也是固定的，延迟跟线宽、线长、铜厚、板层结构有关，但线过长会增大分布电容和分布电感，使信号质量有所下降。所以时钟IC引脚一般都接;" 端接，但蛇形走线并非起电感的作用。相反地，电感会使信号中的上升沿中的高次谐波相移，造成信号质量恶化，所以要求蛇形线间距最少是线宽的两倍。信号的上升时间越小，就越易受分布电容和分布电感的影响。4）蛇形走线在某些特殊的电路中起到一个分布参数的LC滤波器的作用。 11、在设计PCB时，如何考虑电磁兼容性EMC/EMI，具体需要考虑哪些方面？采取哪些措施？
传输线阻抗匹配方法 匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1.并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到V CC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到V CC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。 并联终端匹配技术突出的优点就是这种类型终端匹配技术的设计和应用简便易行，在这种终端匹配技术中仅需要一个额外的元器件；这种技术的缺点在于终端匹配电阻会带来直流功率消耗。另外并联终端匹配技术也会使信号的逻辑高输出电平的情况退化。将TTL输出终端匹配到地会降低V OH的电平值，从而降低了接收器输入端对噪声的免疫能力。 对长走线进行并联终端匹配后仿真，波形如下： 2.串联终端匹配 串联终端匹配技术是在驱动器输出端和信号线之间串联一个电阻，是一种源
端的终端匹配技术。驱动器输出阻抗R0以及电阻R值的和必须同信号线的特征阻抗Z0匹配。对于这种类型的终端匹配技术，由于信号会在传输线、串联匹配电阻以及驱动器的阻抗之间实现信号电压的分配，因而加在信号线上的电压实际只有一半的信号电压。 而在接收端，由于信号线阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情况下，接收器的输入阻抗更高，因而会导致大约同样幅度值信号的反射，称之为附加的信号波形。因而接收器会马上看到全部的信号电压（附加信号和反射信号之和），而附加的信号电压会向驱动端传递。然而不会出现进一步的信号反射，这是因为串联的匹配电阻在接收器端实现了反射信号的终端匹配。 串联终端匹配技术的优点是这种匹配技术仅仅为系统中的每一个驱动器增加一个电阻元件，而且相对于其它的电阻类型终端匹配技术来说，串联终端匹配技术中匹配电阻的功耗是最小的，而且串联终端匹配技术不会给驱动器增加任何额外的直流负载，也不会在信号线与地之间引入额外的阻抗。 由于许多的驱动器都是非线性的驱动器，驱动器的输出阻抗随着器件逻辑状态的变化而变化，从而导致串联匹配电阻的合理选择更加复杂。所以，很难应用某一个简单的设计公式为串联匹配电阻来选择一个最合适的值。 对长走线进行串联终端匹配后仿真，波形如下： 3.戴维南终端匹配
英文名称：impedance matching 基本概念 信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。一件器材的输出阻抗和所连接的负载阻抗之间所应满足的某种关系，以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响。对电子设备互连来说，例如信号源连放大器，前级连后级，只要后一级的输入阻抗大于前一级的输出阻抗5-10倍以上，就可认为阻抗匹配良好；对于放大器连接音箱来说，电子管机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱，而晶体管放大器则无此限制，可以接任何阻抗的音箱。 匹配条件 ①负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得到无失真的电压传输。 ②负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载阻抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性，则两种匹配条件是等同的。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 共轭匹配 在信号源给定的情况下，输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K，当两者相等，即K=1时，输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路，当负载阻抗与信号源阻抗共轭时，能够实现功率的最大传输，如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件，就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。 匹配分类 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 1. 改变阻抗力 把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代
我来大概概括一下ADC输入阻抗的问题： 1:SAR型ADC这种ADC内阻都很大，一般500K以上。即使阻抗小的ADC，阻抗也是固定的。所以即使只要被测源内阻稳定，只是相当于电阻分压，可以被校正。 2:开关电容型，如TLC2543之类。他要求很低的输入阻抗用于对内部采样电容快速充电。这时最好有低阻源，否则会引起误差。实在不行，可以外部并联一很大的电容，每次被取样后，大电容的电压下降不多。因此并联外部大电容后，开关电容输入可以等效为一个纯阻性阻抗，可以被校正。 3：FLASH.html">FLASH型（直接比较型）。大多高速ADC都是直接比较型，也称闪速型（FLASH），一般都是低阻抗的。要求低阻源。对外表现纯阻性，可以和运放直接连接 4：双积分型大多输入阻抗极高，几乎不用考虑阻抗问题 5：Sigma-Delta型。这是目前精度最高的ADC类型，也是最难伺候的一种ADC。重点讲一下要注意的问题： a.内部缓冲器的使用。SigmaDelta型ADC属于开关电容型输入，必须有低阻源。所以为了简化外部设计，内部大多集成有缓冲器。缓冲器打开，则对外呈现高阻，使用方便。但要注意了，缓冲器实际是个运放。那么必然有上下轨的限制。大多数缓冲器都是下轨50mV，上轨AVCC-1.5V。在这种应用中，共莫输入范围大大的缩小，而且不能到测0V。一定要特别小心！一般用在电桥测量中，因为共模范围都在1/2VCC附近。不必过分担心缓冲器的零票，通过内部校零寄存器
很容易校正的。 b.输入阻抗问题。SigmaDelta型ADC属于开关电容型输入，在低阻源上工作良好。但有时候为了抑制共模或抑制乃奎斯特频率外的信号，需要在输入端加RC滤波器，一般DATASHEET上会给一张最大允许输入阻抗和C和Gain的关系表。这时很奇怪的一个特性是，C越大，则最大输入阻抗必须随之减小！刚开始可能很多人不解，其实只要想一下电容充电特性久很容易明白的。还有一个折衷的办法是，把C取很大，远大于几百万倍的采样电容Cs(一般4~20PF),则输入等效纯电阻，分压误差可以用GainOffset寄存器校正。 c.运放千万不能和SigmaDelta型ADC直连！前面说过，开关电容输入电路电路周期用采样电容从输入端采样，每次和运放并联的时候，会呈现低阻，和运放输出阻抗分压，造成电压下降，负反馈立刻开始校正，但运放压摆率(SlewRate)有限，不能立刻响应。于是造成瞬间电压跌落，取样接近完毕时，相当于高阻，运放输出电压上升，但压摆率使运放来不及校正，结果是过冲。而这时正是最关键的采样结束时刻。 所以，运放和SD型ADC连接，必须通过一个电阻和电容连接（接成低通）。而RC的关系又必须服从5.c里面所述规则。 d.差分输入和双极性的问题。SD型ADC都可以差分输入，都支持双极性输入。但这里的双极性并不是指可以测负压，而是Vi+Vi-两脚之间的电压。假设Vi-接AGND，那么负压测量范围不会超过-0.3V。正确的接法是Vi+Vi-共模都在-0.3~VCC之间差分输入。一个典型的
差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源端匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL 或CMOS 电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。 链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。 串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。 2、并联终端匹配 并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。 并联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播； B 所有的反射都被匹配电阻吸收； C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。 在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。 双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：
1、[问]高频信号布线时要注意哪些问题？ [答] 1.信号线的阻抗匹配； 2.与其他信号线的空间隔离； 3.对于数字高频信号，差分线效果会更好； 2、[问] 在布板时，如果线密，过孔就可能要多，当然就会影响板子的电气性能，请问怎样提高板子的电气性能？ [答] 对于低频信号，过孔不要紧，高频信号尽量减少过孔。如果线多可以考虑多层板； 3、[问]是不是板子上加的去耦电容越多越好？ [答] 去耦电容需要在合适的位置加合适的值。例如，在你的模拟器件的供电端口就进加，并且需要用不同的电容值去滤除不同频率的杂散信号； 4、[问]一个好的板子它的标准是什么？ [答] 布局合理、功率线功率冗余度足够、高频阻抗阻抗、低频走线简洁. 5、[问]通孔和盲孔对信号的差异影响有多大？应用的原则是什么？ [答] 采用盲孔或埋孔是提高多层板密度、减少层数和板面尺寸的有效方法，并大大减少了镀覆通孔的数量。但相比较而言，通孔在工艺上好实现，成本较低，所以一般设计中都使用通孔。 6、[问]在涉及模拟数字混合系统的时候，有人建议电层分割，地平面采取整片敷铜，也有人建议电地层都分割，不同的地在电源源端点接，但是这样对信号的回流路径就远了，具体应用时应如何选择合适的方法？ [答] 如果你有高频>20MHz信号线，并且长度和数量都比较多，那么需要至少两层给这个模拟高频信号。一层信号线、一层大面积地，并且信号线层需要打足够的过孔到地。这样的目的是： 1、对于模拟信号，这提供了一个完整的传输介质和阻抗匹配； 2、地平面把模拟信号和其他数字信号进行隔离； 3、地回路足够小，因为你打了很多过孔，地有是一个大平面。 7、[问]在电路板中，信号输入插件在 PCB最左边沿，MCU在靠右边，那么在布局时是把稳压电源芯片放置在靠近接插件（电源IC输出5V经过一段比较长的路径才到达 MCU），还是把电源 IC放置到中间偏右（电源 IC的输出 5V的线到达MCU就比较短，但输入电源 线就经过比较长一段 PCB板）？或是有更好的布局？ [答] 首先你的所谓信号输入插件是否是模拟器件？如果是是模拟器件，建议你的电源布局应尽量不影响到模拟部分的信号完整性．因此有几点需要考虑（１）首先你的稳压电源芯片是否是比较干净，纹波小的电源．对模拟部分的供电，对电源的要求比较高． （２）模拟部分和你的ＭＣＵ是否是一个电源，在高精度电路的设计中，建议把模拟部分和数字部分的电源分开． （３）对数字部分的供电需要考虑到尽量减小对模拟电路部分的影响．
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图: 基本原理 本文利用史密斯圆图作为RF阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导纳的作图范例，并用作图法设计了一个频率为60MHz 的匹配网络。 实践证明：史密斯圆图仍然是计算传输线阻抗的基本工具。 在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括: 计算机仿真: 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
手工计算: 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 经验: 只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 史密斯圆图: 本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 图1. 阻抗和史密斯圆图基础 基础知识 在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下RF环境下(大于100MHz) IC连线的电磁波传播现象。这对RS-485传输线、PA和天线之间的连接、LNA和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有
阻抗匹配概念 阻抗匹配概念 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超
谈谈嵌入式系统PCB设计中的阻抗匹配与0欧电阻 1、阻抗匹配 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。根据接入方式阻抗匹配有串行和并行两种方式；根据信号源频率阻抗匹配可分为低频和高频两种。 （1）高频信号一般使用串行阻抗匹配。串行电阻的阻值为20~75Ω，阻值大小与信号频率成正比，与 PCB走线宽度和长度成反比。在嵌入式系统中，一般频率大于20M的信号PCB走线长度大于5cm时都要加串行匹配电阻，例如系统中的时钟信号、数据和地址总线信号等。串行匹配电阻的作用有两个： ◆减少高频噪声以及边沿过冲。如果一个信号的边沿非常陡峭，则含有大量的高频成分，将会辐射干扰，另外，也容易产生过冲。串联电阻与信号线的分布电容以及负载输入电容等形成一个RC电路，这样就会降低信号边沿的陡峭程度。 ◆减少高频反射以及自激振荡。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射，造成自激振荡。PCB板内走线的低频信号直接连通即可，一般不需要加串行匹配电阻。 （2）并行阻抗匹配又叫“终端阻抗匹配”，一般用在输入/输出接口端，主要指与传输电缆的阻抗匹配。例如，LVDS与RS422/485 使用5类双绞线的输入端匹配电阻为100~120Ω；视频信号使用同轴电缆的匹配电阻为75Ω或50Ω、使用篇平电缆为300Ω。并行匹配电阻的阻值与传输电缆的介质有关，与长度无关，其主要作用也是防止信号反射、减少自激振荡。值得一提的是，阻抗匹配可以提高系统的EMI性能。此外，解决阻抗匹配除了使用串/并联电阻外，还可使用变压器来做阻抗变换，典型的例子如以太网接口、CAN总线等。 2、0欧电阻的作用 （1）最简单的是做跳线用，如果某段线路不用，直接不焊接该电阻即可（不影响外观）。 （2）在匹配电路参数不确定的时候，以0欧姆代替，实际调试的时候，确定参数，再以具体数值的元件
PCB阻抗匹配总结 网名：chinawei97qq: 1219658831 做硬件工程师好几年，有最初的不做阻抗，到后面认为做阻抗是PCB厂家的事情，导致设计的pcb交给pcb厂家后重新修改修改布线，影响项目进度，下面把总结写在后面，以面再犯同样的错误。 做4层板，正片工艺，这样就对做半孔工艺带来加工不方便，半孔工艺会带来价格的增加，单价增加0.05元/cm2 1.6mm厚度的4层PCB板加工，建议做阻抗设计的时候按照1.5mm厚度进行设计，剩下0.1mm厚度留给工厂作为其他工艺要求用（后制诚厚度，绿油、丝印等）。 （1）满足我们TOP层及BOTTOM层5mil线宽单端阻抗控制为55ohm，见附图一；
（2）满足差分线阻抗为100ohm，见附图二
附图二 一般是通过调整层与层之间的填充（如FR-4）的厚度来满足整个板厚及阻抗控制（单端阻抗与填充厚度及导线宽度有关）的要求。 0.5OZ的铜相当于1.2mil ，1OZ的铜相当于1.9mil 。4层板来说，第一、第二层的厚度和第三、第四层的厚度相同，这样平衡对称有利用PCB板加工和使用，放置翘板。采用了外层1.7mil 内层1.4mil 的填充工艺。采用外层1OZ,内存0.5OZ 的工艺。 附图一中H1为第一层、第二层的间距为3MIL 这样第三层、第四层也为3MIL; 整板厚度为1.6mm，取1.5mm 等于 60mil 。叠层设计的厚度为：1.7＋1.7＋1.4＋1.4＋3＋3＋47.8,大致设计以后可以参考candece下面的计算，见附图三。具体阻抗要求 还是以工厂为准。
附图三 差分阻抗比单端阻抗还要多一个影响参数间距，和要设置Coupling Type 对线的类型，参考附图二的trace separation 中S1 参数为 6.5mil ，allegro 计算如附图四。 附图四
阻抗匹配定义 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 1. 改变阻抗力 把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 2. 调整传输线 由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配。 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为 100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便。 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗，意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样是奥姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 第 1 页
阻抗匹配 一、阻抗 阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电路中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻。在交流电路中，除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。写成数学公式：阻抗Z= R+j ( X L– X C) 。其中R为电阻，X L为感抗，X C为容抗。如果( X L– X C) > 0，称为“感性负载”；反之，如果( X L – X C) < 0称为“容性负载”。对于一个具体电路，阻抗随着频率变化而变化。 二、输入阻抗 输入阻抗是指电路输入端的等效阻抗，即电路相对于信号源来说的阻抗。 在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗R就是U/I。相当于一个电阻的两端，这个电阻的阻值就是输入阻抗，它反映了对电流阻碍作用的大小。对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。因此，可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题；另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑阻抗匹配问题）。 三、输出阻抗 输出阻抗是指信号源的内阻，即电路相对于负载来说的阻抗。 输出阻抗的大小视不同的电路有不同的要求，电压源输出阻抗要低，电流源的输出阻抗要高。对于放大电路来讲，输出阻抗的值表示其承担负载的能力，通常输出阻抗小，承担负载的能力就强。 四、反射 信号沿传输线传播时，其路径上的每一步都有相应的瞬态阻抗，无论是什么原因使瞬态阻抗发生了变化，信号都将产生反射现象，瞬态阻抗变化越大，反射越大，此时信号功率没有全部传输到负载处。
传输线阻抗匹配的方法 传输线简介传输线（transmission line）输送电磁能的线状结构的设备。它是电信系统的重要组成部分，用来把载有信息的电磁波，沿着传输线规定的路由自一点输送到另一点。 以横电磁（TEM）模的方式传送电能和（或）电信号的导波结构。传输线的特点是其横向尺寸远小于工作波长。主要结构型式有平行双导线、平行多导线、同轴线、带状线，以及工作于准TEM模的微带线等，它们都可借助简单的双导线模型进行电路分析。各种传输TE模、TM模，或其混合模的波导都可认为是广义的传输线。波导中电磁场沿传播方向的分布规律与传输线上的电压、电流情形相似，可用等效传输线的观点分析。 传输线的特性传输线的均匀性 传输导体横截面的形状、使用的材料、导体间的间隔和导体周围的介质，在线路的全部长度上都保持均匀不变的，称为均匀传输线。否则便叫做不均匀传输线。均匀传输线的一次参数均匀地分布于整个传输线上，其数值不随考察点的位置而变化。 传输线在制造和建筑过程中可能出现的偏差，都规定有必要的允许范围。如果出现的不均匀性偏差不超过这些规定，都可以看作是均匀传输线。 性能参数 通常用衰减系数、相移系数、特性阻抗，或与之相对应的其它参数来描述。其数值仅与传输线的结构、几何尺寸、制造传输线使用的材料、工作波长（或工作频率）有关，见表。 传输线阻抗匹配的方法匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1、并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到VCC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到VCC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。
信号传输过程中负载阻抗和信源内阻抗之间的特定配合关系。一件器材的输出阻抗和所连接 的负载阻抗之间所应满足的某种关系，以免接上负载后对器材本身的工作状态产生明显的影响。对电子设备互连来说，例如信号源连放大器，前级连后级，只要后一级的输入阻抗大于 前一级的输出阻抗5-10倍以上，就可认为阻抗匹配良好；对于放大器连接音箱来说，电子管 机应选用与其输出端标称阻抗相等或接近的音箱，而晶体管放大器则无此限制，可以接任何 阻抗的音箱。 匹配条件 ①负载阻抗等于信源内阻抗，即它们的模与辐角分别相等，这时在负载阻抗上可以得到 无失真的电压传输。 ②负载阻抗等于信源内阻抗的共轭值，即它们的模相等而辐角之和为零。这时在负载阻 抗上可以得到最大功率。这种匹配条件称为共轭匹配。如果信源内阻抗和负载阻抗均为纯阻性，则两种匹配条件是等同的。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻 必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份绝对值相等而符号相反。这种匹配条件称为 共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。史密夫图表上。电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点 会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 共轭匹配 在信号源给定的情况下，输出功率取决于负载电阻与信号源内阻之比K，当两者相等， 即K=1时，输出功率最大。然而阻抗匹配的概念可以推广到交流电路，当负载阻抗与信号源 阻抗共轭时，能够实现功率的最大传输，如果负载阻抗不满足共轭匹配的条件，就要在负载 和信号源之间加一个阻抗变换网络，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。