LLC 谐振半桥的主电路设计指导
近年来，LLC 谐振半桥因为成本低、效率高而且结构简单，获得了电源工程师的广泛认可，从而迅速在中低功率（100W-2000W ）范围内得到了广泛应用。
关于LLC 谐振半桥的理论分析，各类论文已经介绍的比较详细，因此在这里不再赘述，仅仅把主电路参数的设计过程，以及设计中用到的主要公式分列如下。
一、所需的初始设计条件
LLC 变换器仅适用于输入电压波动范围比较窄的高压直流输入场合，因此前级一般有PFC 级，且LLC 电路不适合用于需要长保持时间的场合。设计时，所需的初始限定条件主要是：
1、 输入额定直流电压e in V -、最低工作直流电压min -in V 、最高直流输入电压max -in V ；
2、 额定输出电压o V 、额定输出电流o I ；
3、 预期的谐振频率r f ；
4、 输出线路压降（含二极管压降、PCB 走线以及电缆压降）d V ；
5、 K 值（K 值的大小将影响到工作频率范围，并对效率略有影响。一般取4-7之间）；
6、 变压器磁芯截面积e A 与工作磁感应强度max B ，变压器原边匝数P N ，副边匝数S N ;
二、设计计算过程
1、 计算变比
一般来说，为了使电源达到比较高的变换效率，我们会把满载工作点设置在谐振频率位置，或略有轻微调整。根据LLC 变换器的原理，在谐振频率处，电源的传输比=1。 因此，d o P S e
in V V N N V +=-，据此计算出d
o e in S P V V V
N N n +==- 2、 计算额定负载电阻R ，以及折射到原边的负载电阻p R
o
o
I V R =，228πR n R p =
3、 计算最高输入电压max G 和最低输入电压时的增益min G m a x m i n /)(2-+=in d o V V V n G ， min max /)(2-+=in d o V V V n G
4、 计算临界Q 值，一般在计算值的基础上取0.90~0.95倍的裕量，以保证不进入ZCS 区。
一般取)1
(95
.0~9.02
max 2
max max -+=G G K KG Q 5、 计算最低工作频率和最高工作频率，分别对应低压输入和高压输入 ））（（2
max
min 111G K f f r
-
+=
，））（（min
max 1
11G K f f r
-
+=
6、 计算谐振电感感量Lr ，以及谐振电容Cr ，和主变压器原边感量Lm r
p r f QR L π2=
，r m KL L =，p
r r QR f C π21
=
。计算时需要注意，谐振电容Cr 的容量是一个标准
序列，一般有：8.2nF 、12nF 、15nF 、22nF 、33nF 、39nF 、47nF ，而Lr 、Lm 是可定制的。因此我们一般会通过微调谐振频率和K 值，得到一个精准的Cr ，以避免非标准序列的Cr 带来的不必要的麻烦。
7、 计算谐振电感的电流峰值Im
）
（r m 4L L f V I r e
in m +=
-
8、 计算额定输入电压、满载输出条件下的原边绕组电流有效值，和原边绕组电流峰值，以及每个
开关管的电流有效值
2222
4828π++=r
m d o
rms
f L R n nR
V V I ，rm s pk I I 2=，2rm s
m os I I =
9、 计算副边每个绕组的电流有效值，
o pk s I I 2
π
=
-，pk s rm s s I I --=5.0
10、
计算副边整流管的应力平台电压，与二极管电流平均值
o 2V V d =-额定，o 5.0I I d =-额定 11、
计算谐振电容电压有效值、电流有效值
最高输入电压，满载条件下，谐振电容电压有效值为：
r
r rms
in C f I V π222V max rms -cr +
=
-， 电流有效值rm s I I =rms -cr 12、
计算输出滤波电容上的纹波电流有效值
o o I I I ?=-=482.018
2
rms -co π
13、
一般取实际匝比略大于计算值，使半载以上工作在f 96 .0/n n =实际 14、 计算原边匝数最小值，从而选定副边匝数。一般需要微调Np 的值，以便使Ns 接近整数， 使得原副边匝比最接近理论计算值。 max d o 2B A f V V n N e r p ） （+= ，实际n N N p S /= 三、设计注意事项 1、 关于K 值的选择 K 值，即变压器励磁电感Lm 与谐振电感Lr 的比值，直接决定了从轻载到满载的频率变化比值，即 min max f f 。K 值越大，频率变化范围越大，但是励磁电流峰值将降低，从而减少了满载下励磁电流在开关管上形成的导通损耗。但是，频率变化范围太宽的话，也将导致反馈环稳定性设计难度增大。 因此一般来说，取K 值在4到7之间，这样的话可以均衡稳定性与效率。 也有人介绍取K 值在2.5~8之间，但是K 值大于7以后，实际上对满载效率的影响已经微乎其微了，因此建议K 值不大于7，以便降低调试工作量。 2、 关于磁集成 LLC 变压器和谐振电感可以采用磁集成的方式来降低成本，并减小体积。 但是，磁集成方式下，变压器的温升一般明显升高，测试的时候需要注意检验是否满足温度降额。 另外，磁集成方式下，根据经验，当变压器距离金属机箱壁太近的话（小于5mm ），将会在机箱壁上形成明显的涡流，导致额外的发热，铁或钢质机箱尤为明显。根据经验，曾经在400W 电源上测到过损耗增大5W 。分立的主变和谐振电感则无该现象。 3、 关于Bmax 值的取值范围 一般来说，对于自然冷，取Bmax 小一些，建议不超过0.22。而对于风冷电源，由于磁芯散热条件得到改善，可以取Bmax 略大一些，建议不超过0.28。 4、 关于成本分析与拓扑选型 在大约100W 以下的范围内，由于反激变换器的成本更低，因此一般不考虑采用LLC 变换器。 在大约100W-500W 的范围内，各种变换器的相对成本依次是：反激变换器 < LLC 变换器 < 单管整机RCD < 而双管正激，一般建议用LLC 。 在500W-1500W 范围内，属于LLC 、双管正激、半桥、全桥、移相全桥的重叠范围，LLC 和移相全桥具有最高的效率，两者都是可选的。但是由于移相全桥的输出纹波电流比较小，因此在低压大电流场合可能更合适一些。且移相全桥属于定频控制，环路稳定性的调试难度较低。而LLC 在这种场合下由于输出纹波固定等于总输出电流的48%，输出电容选型会难度大一些。 对于更大的功率，一般可以考虑采用移相全桥或三电平等其他拓扑，在此不作赘述。 附录一、计算案例：AS0600-12产品 1、技术要求 输入电压： 330V-420Vdc ，额定值390Vdc 输出电压： 12Vdc 线路压降： 0.3V 线路压降，及0.4V 远端补偿 最大输出功率： 600W 效率： 0.96 2、具体器件计算 开关频率确定：在减小模块体积的前提下，开关频率应该尽可能提高，但考虑EMC 及开关损耗，谐振频率取90kHz ，开关频率接近谐振频率。 2.1主变压器与谐振参数计算 1、根据经验，初步选取PQ3230磁芯骨架，截面积0.000163m 2，体积为10.2cm 3。 2、根据经验，取△B = 0.28特斯拉 ①计算实际变比 考虑到占空比的损失，根据经验估算实际变比为理论变比的96% 实际变比n = 15.85/0.975 = 16.26 ②计算原边最低匝数 9.1528 .0*000163.0*138000*225.01226.162)(=+?=?+= ） （B A f Vd Vo n N e r p ，取16匝。 计算额定输入电压、满载、最低工作频率下的△B 为： 特斯拉 38.0000163 .0*102470*16*2) 25.012(26.162)(min =+?=+= ?e p d o A f N V V n B ，基本可以接受。 因此，取原边匝数为16匝，副边匝数为1匝。 ④计算原边线径 根据前表计算结果，原边电流有效值为：3.9A ，取电流密度为5A/mm 2，计算绕组截面积为：Sp = 3.9/5 = 0.78mm 2，取0.33mm 三层绝缘线9根并联,截面积为0.77mm 2，实际电流密度为5A/mm 2。 由于原边采用三层绝缘线，因此整个变压器不加档带。 ⑤计算副边线径 副边绕组电流有效值39.3A ，取电流密度4A/mm 2，计算绕组截面积为：Ss = 39.3/4 = 9.8mm 2，每个绕组可以采用10*0.4的铜带2根并联，截面积8mm 2，电流密度4.91A/mm 2。 ⑥变压器设计参数： 磁芯：PQ3230 匝比：16：1 Lm ：165uH ±5%，Lr ＝ 30uH 线径为：原边用0.21*12多股线2根，副边每个绕组用0.4mm*10mm 铜带两根并联。 ⑦变压器损耗计算 天通TP4A 材质磁芯，在100℃/100K/200m 特斯拉的情况下，损耗为0.41W/cm 3，PQ3225磁芯体积为：10.2cm 3，因此本设计中变压器的磁损为：W P fe 87.22.1041.0)20 .0228.0(1000001380002 =????=。 主变原边绕组的长度约为：96cm ，截面积0.82mm 2，阻值为：22 m Ω，损耗为： W P cu 42.025273/100273022.09.321=++??=）（）（。 主变副边每个绕组的长度约为：10cm ，阻值约为：0.21m Ω，损耗为： W P cu 37.025273/10027300021.03.39222=++???=）（）（。 因此主变压器总损耗约为：W 66.337.042.087.22cu 1cu fe =++=++=P P P P 主变。由于副边绕组直接用铜皮引出，电流密度较小，且引出端距离同步整流管距离非常近，因此初步计算时估算引出端损耗为0。 ⑧谐振电感计算。 磁芯：ER28，Ae = 0.000082mm 2，取Lr=30uH ±5%，Bmax=0.2特斯拉 匝数：谐振电感与变压器原边绕组串联，因此电感电流等于变压器原边绕组电流。变压器原边绕组电流有效值3.9A ，峰值约5.5A ，计算匝数为： 匝4.13000082.015.05.510306=???=?=-e BA LI N ，取14匝。注意避开中柱气隙，否则绕组涡流损 耗很大。 线径：0.21*20多股线1根，要求绕组两端各2mm 档带。 ⑨谐振电感损耗计算 PC40材质磁芯，在100℃/100K/20m 特斯拉的情况下，损耗为0.42W/cm 3，ER28磁芯体积为：2.08cm 3，因此本设计中谐振电感的磁损为： W P fe 82.008.242.0)20 .022.02(10000950002 =?????=-谐振电感。 谐振电感绕组长度约为：100cm ，阻值为：20m Ω，损耗为： W P cu 29.025273/100273020.04.32=++??=-）（）（谐振电感。 因此谐振电感总损耗约为： W 11.129.011.1cu =+=+=--谐振电感谐振电感谐振电感P P P fe 。 ⑩谐振电容选型 谐振电容选用1000V-0.022uF-±5%-双面金属化聚丙烯膜电容，2PCS 并联。 2.2主要器件和损耗计算 1、MOS 管计算 MOS 管承受的最高电压即为输入最高电压430V ，因此选择耐压为600V 的MOS 管。 MOS 流过的额定电流有效值为：A I I p 7.25.01==，考虑到MOS 管高温电流降额和导通电阻、成本等综合因素，选择SIHG30N60E ，耐压600V ，电流30A ，导通电阻Ron=0.125Ω。 MOSFET 功率管的损耗由通态损耗、开通损耗和关断损耗三部分构成。 通态损耗为：（高温下）W R I P on D C D C m os conduct 64 .18.1125.07.22 2/=??=?=-- 功率管的开通损耗为0，估计关断电流预计不超过原边MOS 峰值电流的60%，估计关断过程时间为75nS ，计算关断损耗为： W V I P pfc p D C D C m os switch 26.210138106066.017.039/=???????=--- 因此功率管的损耗为：W P P P D C D C m os switch D C D C s m conduct dc m os 8.7(2//)(=+=----） （ 如果关断时间下降为50nS ，则功率管的损耗下降1.5W ，总损耗6.3W 。 2、输出整流管 12V 主路输出电流为50A ，每个二极管上的平均电流有效值电流39.3A ，承受的反压为2Vo =24V ，两侧的输出同步整流管分别采用BSC027N04LS G （规格为：40V-2.7m 欧-100A ）3PCS 并联，则每侧的同步整流管损耗为Psmos =39.3×39.3×0.0027×1.8/3 ＝ 2.5W ，双侧同步整流管损耗共5W 。 3、输出电容值 选择16V 耐压的电容，电容纹波有效值为24A ，选用16V/2200uF/ZLH 系列电容2PCS ，规格为：16V-2200uF-2.48A-17m Ω-25℃，和16V470uF 固体铝电解电容6PCS ，规格为。满足纹波电流降额要求和输出纹波电压要求。纹波电流引起的损耗为：24×24×1 ＝ 0.56W 。 4、 磁棒滤波电感 磁棒滤波电感采用1.4mm 的铜线2根绕5匝，绕线长度为：18cm ，截面积为3mm 2，阻值约：单个磁棒电感的电阻为1m 欧，采用2PCS 相同的磁棒电感并联，铜损约为：50×50×1×1.25/2＝1.56W 。 5、 分流器 分流器阻值2.5m 欧、3PCS 并联，损耗约：2.5*50*50/3＝2.08W 。 6、死负载 预计死负载0.5W 。 7、 热插拔MOS 热插拔MOS 采用4PCS （规格为：30V-2m 欧-100A ）并联，计算损耗为：50×50×2×1.8/ 4＝2.25W 。 8、 DC/DC 电路的总损耗计算 由前述计算和分析知道，DC/DC 变换器的总损耗主要由下列几部分构成：主变压器、谐振电感、主开关管、输出整流管和电流采样电阻、假负载电阻损耗。 DC/DC效率计算如下： DC/DC效率预计达到96.2%，满足设计预期。 实际上，由于该计算结果对开关管的开关速度、磁芯的材质等均提出了相当高的要求，实际生产时的磁芯不一定能达到上述计算中要求的指标，而且为了通过EMC测试，可能会适当放慢驱动速度。因此实际效率会低于上述计算值。预期DC/DC效率大于95%。
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