目录
第1章设计内容和要求.............................. 错误！未定义书签。第2章设计概述.. (3)
2.1开关电源的特点.............................. 错误！未定义书签。
2.2设计流程图 (4)
第3章设计过程 (8)
3.1 确定总体设计方案，选择反馈电路类型 (8)
错误！未找到引用源。 (14)
第4章设计小结 (19)
第5章参考文献 (20)
附录1元器件清单
附录2计算参数表
附录3电路图
第1章设计内容和要求
1.1应用背景
电源及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两大类。是各种电子设备不可或缺的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标。
线性稳压电源亦称串联调整式稳压电源，其稳压性能好，输出纹波电压很小，但它必须使用笨重的工频变压器与电网进行隔离，并且调整管的功率损耗较大，致使电源的体积和重量大、效率低。开关电源SMPS(Switch Mode Power Supply)被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，电源效率可达70％一90％，比普通线性稳压电源提高近一倍。开关电源亦称无工频变压器的电源，它是利用体积很小的高频变压器来实现电压变换及电网隔离的，不仅能去掉笨重的工频变压器，还可采用体积较小的滤波元件和散热器，这就为研究与开发高效率、高密度、高可靠性、体积小、重量轻的开关电源奠定了基础。
1.2设计目的
电力电子课程设计是一门实践性很强的实践教学课。通过对单片开关电源设计，使学生初具查阅资料，掌握TOP 系列的选型，外围关键器件的计算和选择，绘图等工程能力。
1.3任务要求
初步掌握单片开关电源的设计能力。TOP 系列的选型，反馈电路类型，滤波环节设计，TVS 管钳位电路设计，最大占空比DMAX 选择，根据电源容量选择合适的三端集成芯片，计算并设计反激式高频变压器，选用合适的铁氧体磁芯和漆包线线径，并确定绕制方法。根据负载要求确定合适的反馈电路类型和滤波环节原件参数。线性光耦选择,列写元器件采购清单等。
1.4方案选择
三种基本的隔离开关电源：反激型变换器，正激型变换器，桥式变换器。三者之间的比较如下表1-1所示。
表1-1
电路优点缺点功率范围
正激电路较简单，成本
较低，可靠性高，
驱动电路简单。
变压器单向励磁，
利用率低。
几百W—几KW
反激电路非常简单，成
本很低，可靠性
高，驱动电路简
单。
难以达到较大的
功率，变压器单向
励磁，利用率低。
几W—几十W
全桥变压器双向励磁，
容易达到大功率。
结构复杂，成本
高，有直通问题，
可靠性低，需要复
杂的多组隔离驱
动电路。
几百W—几百KW
此次设计为输出电压为7.5V，电流为2A，综上所述，选择反激变换器。
第2章设计概述
2.1开关电源的特点
⑴TOPSwich—Ⅱ系列的产品，其内部主要包括振荡器、误差放大器、脉宽调制器、门电路、高压功率开关管（MOSFET）、偏置电路、过流保护电路、过热保护及上电复位电路、关断／自动重启动电路、高压电流源。如下图所示：
图2-1 TOPswitch-Ⅱ内部电路框图
图2-1 中，ZC 为控制端的动态阻抗， RFB 是误差电压检测电阻。RA 与CA 构成截止频率为7kHz的低通滤波器。它通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，使用安全可靠。它属于漏极开路输出的电流控制型开关电源。由于采用CMOS 电源，使器件功耗显著降低。
⑵只有三个引出端：控制端C、源极S、漏极D，可同三端线性稳压器相媲美，能以最简单的方式构成无工频变压器的反激式开关电源。为完成多种控制、偏置及保护功能，C、D均属多功能引出端，实现了一脚多用。以控制端为例，它具有三项功能：①该端电压V C 为片内并联调整器和门驱动级提供偏压；②该端电流IC 能调节占空比；③该端还作为电源支路与自动重启动/补偿电容的连接点，通过外接旁路电容来决定自动重启动的频率，并对控制回路进行补偿。控制电压 UC 的典型值应为5.7V，极限电压U CM = 9V，控制端最大允许电流ICM =
100mA。
⑶输入交流电压的范围极宽。作固定电压输入时可选110V/115V/230V交流电，允许变化±15%。若配85～265V宽范围变化的交流电，最大输出功率要降低40%。开关电源的输入频率范围是47～440Hz。
⑷开关电源典型值为100kHz，占空比调节范围是1.7%～67%，电源效率为80%左右，最高可达到90%，比线性集成稳压电源提高近一倍。其工作温度范围是0～70℃，芯片的最高结温TJM = 135 ℃。
⑸TOPSwich—Ⅱ的基本工作原理是利用反馈电流IC 来调节占空比D，达到稳压的目的。
⑹外围电路简单，成本低廉。外部仅需接整流滤波器、高频变压器、初级保
护电路、反馈电路和输出电路。采用此类芯片还能降低开关电源产生的电磁干扰。
2.2设计流程图
确定基本参数：u min 、u max 、f 、f L 、U o 、P o 、η、Z
选择反馈电路类型及U FB
确定C IN 、U Imin
确定U OR 、U B
确定D max
确定K RP
确定I AVG 、I P 、I R 、I RMS
选择TOPSwitch 芯片
计算TOPSwitch 结温T j
T j>100℃?
I P=0.9U Imin 或K RP=1？
Y
N
N
Y A
图2-2 设计步骤1-9流程图
A
计算L P
计算AP
计算Aw 、Ae ，选择磁芯型号
计算初级和次级线圈的漆包线的截
面积和根数
计算N S 、N P 、N F
计算窗口系数为0.3~0.35？
对N S 、N P 、N F 迭代
N
Y
计算I SP 、I SRMS 、I RI 、D SM
计算U (BR)S 、U (BR)FB
B
图2-3 步骤10-20流程图
B
选择钳位二极管、阻塞二极管
选择输出整流管
选择输出滤波电容
脉动电压太高？
选择输出端LC 滤波器
选择反馈电路整流管
选择反馈电容
选择反馈电路中的旁路电
容和串联电阻
Y
N
选择反馈电路的元件值
选取整流桥
设计完毕
图2-4 步骤21-28流程图
第3章 设计过程
3.1 确定总体设计方案，选择反馈电路类型（步骤1-步骤2） 步骤1:确定开关电源的基本参数
①交流输入电压最小值Vmin=85V ②交流输入电压最大值Vmax=265 ③电网频率fL ：50Hz ④开关频率f ：100kHz ⑤输出电压Uo=7.5V ⑥输出功率Po=15W
⑦电源效率η:一放取80％，除非有更好的数据可用。
⑧损耗分配系数Z ：Z 代表次级损耗与总功耗的比值。在极端情况下Z=0,表示全部损耗发生在初级，Z=1则表示全部损耗发生在次级。若无更合适的数据，一般取Z ＝0.5。
步骤2：根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压UFB 值。
详见表3-1。
表3-1 反馈电路类型
反馈电路类型
)(V FB V
0V 的准确度（%） (%)V S (%)1S
基本反馈电路 5.7 ±10 ±1.5 ±5 改进型反馈电
路
27.7 ±5 ±1.5 ±2.5 配稳压管的光耦反馈电路 12 ±5 ±0.5 ±1 配TL431的光耦反馈电路 12
±1
±0.2
±0.2
由于它是一路输出，为了保证精度，达到稳定输出的目的，故选择配稳压管 的光耦反馈电路作为反馈电路。
3.2 选择TOPSwitch 芯片（步骤3-步骤9）
步骤3： 根据min V 、总功率0P 值来确定输入滤波电容IN C 、直流输入电压最小值min I V 。
（1） 查得整流桥的响应时间C t =3ms 。
表3-2 输入滤波电容IN C 的值的确定
u (V ) )(W P O
比例系数(μF
/W )
)(F C IN μ
)(Im V V in
固定输入：100/115 用户输入 2～3
(2～3) ?0P 值 ≥ 90
通用输入：86～
265
用户输入 2～3 (2～3) ?0P 值
≥ 90 固定输入：230±
35
用户输入
1 0P 值
≥ 240
（2）根据输入电压，，根据表3.2 确定，估算出输入滤波电容IN C 的值。 为了更精确的计算出输入滤波电容的值，引入计算公式：
)2()21
(
22
Im 2min 0in C L
IN
U U t f P C --?=η 将o P =15w ，L f =50Hz ，C t =3ms ，η=80%，Vmin =85V ，VImin =90V 代入公式 由上得出C 1 =413uF 。
（3）根据表3-2，确定 min I V =90 V 。
步骤4：根据交流输入电压min V 确定初级感应电压OR V ，确定漏极保护电路类 型和反向击穿电压B V 值以及最大漏-源极电压max D V
高频变压器原边所感应出来的高压尖峰应当采用缓冲和钳位的方法予以克服。相比RC 和RCD 电路，TVS 管钳位电路能充分发挥TVS 响应速度极快，可承受瞬态高能量脉冲，使用的元器件数量最少，所占印制板的面积最小的优点，选择其作为漏极保护电路。
表3-3 OR V 、B V 值的确定
u (V )
初级感应电压)(V V OR 钳位二极管反向击穿电压
)(V V B
固定输入：100/115 60 90 通用输入：86～265 135 200 固定输入：230±35 135
200
（1）根据输入电压，从表3-3中查得初级感应电压OR V = 135 V 、钳位二 极管的反向击穿电压B V = 200 V 。
TOPSwich-∏的最大漏—源极电压max D V 的计算公式为：
20
5.14.1Im max +??+=OR ax D V V V
将max I V 及已有数据代入上式中，得max D V =678.5.5V ，最后再留20V 的电压余量，因此最后求得DS BR V )(=698.5V
步骤5：根据min I V 和OR V 来确定最大占空比ax M D （1）设定MOSFET 的通态漏－源电压)(ON DS V 。 （2）在V = in M V 时确定ax M D 。
%
100)
(?-+=
ON DS IMIN OR OR
Max V V V V D
将OR V =135V ，IMIN V =90V ，)(ON DS V =10V 代入上式得Max D =62.8%。 步骤6：确定初级脉动电流R I 与初级峰值电流P I 的比值RP K
表3-4 根据输入电压来确定RP K
u (V )
RP K
最小值（连续模式）
最大值（不连续模式）
固定输入：100/115 0.4 1.0 通用输入：86～265 0.4 1.0 固定输入：230±35 0.6 1.0
比例系数：
P R RP I I K =
（1）根据表 3-4，查得RP K =0.4。 步骤7：确定初级波形参数 计算下列参数（电流单位均取A ）： （1）输入电流的平均值AVG I ：
in AVG V P I Im 0
η=
将o P =15w ，η=80%，in V Im =90V 代入公式得AVG I =0.208A （2）初级峰值电流P I ：
Max RP AVG
P D K I I ?-=
)5.01(
将AVG I =0.208，Max D =62.8% ，RP K =0.4代入公式得P I =0.414A 。 （3）初级脉动电流R I ： P RP R I K I =
将RP K =0.4，P I =0.414 代入公式得R I =0.166 （4）初级有效值电流RMS I ：
)
13(2+-??=RP RP
Max P RMS
K K D I I
将RP K =0.4，P I =0.414，Max D =62.8%代入公式得RMS I =0.328
步骤8：根据P I 值，选择TOPSwich-∏芯片
表3-5 TOPSwich-∏的LIMIT I 参数
型号 A I LIMIT /
A I LIMIT /(min) A I maz LIMIT /)(
TOP221Y/P
0.25 0.23 0.28 TOP222Y/P
O.50
0.45 0.55
TOP223Y/P 1.00 0.90 1.10 TOP224Y/P 1.50 1.35 1.65 TOP225Y/P 2.00 1.80 2.20 TOP226Y/P 2.50 2.25 2.75 TOP227Y/P 3.00
2.70
3.30
选择芯片，使其满足0.9(min)LIMINT I ≥P I 。
P I =0.414,(min)LIMINT I ≥0.414/0.9=0.46，所以选择TOP223Y/P ，则P I =0.9(min)LIMINT I =0.414。
步骤9：验算P I
（1）输入新的RP K 值且从最小值开始迭代。 （2）检查P I 值是否符合要求。
（3）迭代至RP K = 1.0 或P I =0.9(min)LIMINT I 。
单片开关电源的极限电流最小值(min)LIMINT I ，均是针对室温情况下定义的，因此通常在选择芯片时，先将P I 除以0.9，转换成(min)LIMINT I 值，再从表3.3.6 中查出符合上述要求且与该数值最为接近的TOPSwich —Ⅱ芯片。 计算过程如下：
不断更变RP K 的值，将其代入公式
Max RP AVG
P D K I I ?-=
)5.01(
求出相应的P I 值。
RP K =0.6 P I =0.473 RP K =0.7 P I =0.509 RP K =0.8 P I =0.552 RP K =0.9 P I =0.602
RP K =1.0 P I =0.662
所以选择RP K =1.0 ，此时P I =0.662A ，R I =0.662A ，RMS I =0.303A 。 3.3 高频变压器的设计（步骤10-步骤18） 步骤10:计算初级电感量P L ， P L 的单位取μH 。
将输出功率0P = 15W ，初级峰值电流P I = 0.662A ，RP K = 1.0 ，f = 100kHz ，
Z=0.5，η=80%代入下面式（3.3-4）中： η
η
η+-?
-?=
)1()2
1(102
6Z f
K K I P L RP RP P P （3.3-4）
得出P L =770.12uH 步骤11：由公式
x
m j u f x
m j u f t P B f K K K P P B f K K K P A --??
???
??????
?????????? ??+=??
?
??????????=114
0011
4
1010η
把Kf=4,Ku=0.35,Kj=400,f=100kHz,Bm=0.2代入上式，得AP=0.046㎝2，接下来算各个磁芯的横截面积Aw ，窗口面积Ae ，来选取选取合适的型号。
Aw=C ×D,Ae=F ×(E －D)
由于EEL16的计算最为接近，把C=0.48㎝，D=0.38㎝，E=1.2㎝,F=0.52㎝代入公式，得Aw ×Ae=0.078cm 2，所以选取型号为EE16A 。
步骤12：求次级线圈漆包线的截面积S S ，次级线圈漆包线根数s n J I S o /=将Io=2A ，J=5A/㎜2代入公式得S=0.4㎜2 穿透深度ωμγ
2
=
?
查漆包线规格表知当K =100kHz 时，2?=0.42，要满足漆包线线径小于两倍的穿透深度，所以选择线径为0.4mm 导线，此时单根线圈漆包线的截面积S S 为0.1257
㎜2，线圈漆包线根数s n =S/0.1257，s n =4根，所以外皮直径Dpm =0.46×
s n =1.84㎜。
步骤13：求初级线圈漆包线的截面积p S ，初级线圈漆包线根数p n 220
?=
ηp
I ,将P =15W ，η=80%代入得I =0.085A
步骤14：J I S /==0.017㎜2 因为S<2?,所以p n =1根，查漆包线的规格表得线圈漆包线的截面积p S =0.0347㎜2。
步骤15：对于宽范围输入电压次级绕组，每伏匝数0n 取0.6V/匝，考虑到次级超快恢复整流二极管上还有0.4V 的正向导通压降1F V ，因此次级匝数S N 为： 010)(n V V N F S ?+=
把1F V =0.4V ，0V =7.5V ，0n 代入上式得S N =4.75，由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取S N = 5匝。 步骤16：接下来计算初级绕组匝数P N ： 1
0F OR
S P V V V N N +=
将OR V =135V ，0V =7.5V ，1F V =0.4V ，S N =5匝一同代入上式，计算出P N =86。
步骤17：下面就以该数据作为初始值分别计算其余参数。 先是计算反馈绕组匝数F N ：
102
F F FB S
F V V V V N N ++=（3.3-6）
将S N =5匝，FB V =12V ，2F V =0.7V ，0V =7.5V ，1F V =0.4V 代入式上式，计算出F N =9。
步骤18：验证窗口系数
把P N =86，S N =5，F N =9代入窗口系数公式，e
F
F S S P P A N S N S N S K ?+?+?=
0得
Ko=0.312满足0.3 3.4 选择外围元件中的关键元件确定反馈电路类型（步骤19-步骤28） 步骤19：确定次级参数SP I 、SRMS I 、RI I 、SM D （1）计算次级峰值电流SP I 次级峰值电流取决于初级峰值电流以及初、次级匝数比，有公式： S P P SP N N I I = 将P I =0.662， P N =86，S N =5匝代入上式，得到SP I =11.3864A 。 （2）计算次级有效值电流SRMS I 次级纹波电流与峰值电流的比例系数RP K 与初级完全相同，区别仅是对次级而言，RP K 反应的是次级电流在占空比为)-1m ax D （时的比例系数。因此，计算次级有效值电流SRMS I 时，须用下面公式： )13 )(1(2 +--=RP RP Max SP SRMS K K D I I 将SP I =11.3864,max D =62.8%,RP K =1.0代入上式中，求得SRMS I =4.01A 。 （3） 计算输出滤波电容上的纹波电流RI I 2 2I I I SRMS RI -= 将SRMS I =4.01A ，0I =2A 代入上式，求得RI I =0.277A 。 步骤20：确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：S BR V )(、FB BR V )(有公式： P S ax S BR N N V V V Im 0)(+= P F ax FB FB BR N N V V V Im )(+= 将0V =7.5V ，FB V =12V ， max I V =375V ，S N = 5匝，P N =86，F N =9，分别代入上式中，求得： S BR V )(=29.3，FB BR V )(=51.244 步骤21：选择钳位二极管和阻塞二极管 表3-6 钳位二极管和阻塞二极管的选择 交流输入电压 钳位电压 钳位二极管 阻塞二极管 固定输入：100/115 90 P6KE91（91V/5W ） BYV26B （400V/1A ） 通用输入：86～265 200 P6KE20（200V/5W ） BYV26C (600V/2.3A) 固定输入：230±35 200 P6KE200 BYV26C 根据表3-6及前面得到的最大漏—源极电压max D V 值，知钳位二极管本设计中的TVS 可选P6KE200，阻塞二极管可选取Philips 公司的BYV26C （600V/2.3A ）或GI 公司的UF4005（600V/1A ），因V VD VD Z 70011≥+。 步骤22：选择输出整流管 输出整流管采用肖特基二极管，按照要求管子的最高反向工作电压S BR RM V V )(2≥，S BR V )( 为整流管实际承受的最大反向峰值电压； 其标称电流013I I F ≥(0I 为最大连续输出电流)。故013I I F ≥=3×2=6，S BR RM V V )(2≥=2×29.3=58.6 根据此原则选择整流管。 肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过100V ，仅适合做低压、大电流整流用。当V V 300≥时，需用耐压100V 以上的超快恢复二极管来代替肖特基二极管，此时电源效率会略有下降。 所以，综上选择输出整流管型号为MBR1060。 步骤23：利用前面得到的RI I ，选择输出滤波电容OUT C （1）滤波电容在105℃、100kHz 时的纹波电流应RI I ≥ 。 （2）要选择等效串联电阻很低的电解电容器。等效串联电阻的英文缩写为ESR ， 符号为0r 和。它表示在电容器的等效电路中，与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻，简称串联损耗电阻。输出的纹波电压RI V 由下式决定： 0r I V SP RI = （3）为减小大电流输出时的纹波电流RI I ，可将几只滤波电容并联使用，以降低电容总的0r 值和等效电感0L 。 （4）OUT C 的容量与最大输出电流OM I 有关。例如,当V V 24~50=、A I OM 1=时， OUT C 取330μF/ 35V ；A I OM 2=时OUT C 应取1000μF /35V 。 实际根据设计的功率要求等，选择7200μF 。 步骤24：当输出端的纹波电压超过规定值时，应再增加一级LC 滤波器 （1）滤波电感L = 2.2 ~ 4.7μH 。当OM I 小于1A 时可采用由非晶合金磁性材 料制成的磁珠；大电流时须选用磁环绕制而成的扼流圈。 （2）为减小1L 上的压降，宜选较大些的滤波电感或增大线径。通常可取 H L μ3.31=。 （3）滤波电容可取120μF /35V ，要求其0r 很小。 步骤25：选择反馈电路中的整流管 见表3-7表中的RM V 为整流管最高反向工作电压，要求：FB BR BR V V )(25.1≥ 表3-7 反馈整流管的选择 整流类型 整流管型号 最高反向工作电 压RM V 产地或生产厂家 玻封高速开关硅 二极管 IN4148 75 国产 超快恢复二极管 BAV21 200 Philips 公司 UF4003 200 GI 公司 因为VBR>1.25×51.244=64.055V,故选择玻封高速开关硅二极管。 步骤26:选择反馈滤波电容 F C 取0.1μF /50V 的陶瓷电容器。 步骤26:选择控制端电容及串联电阻 控制端电容T C 一般取47μF /10V ，普通电解电容即可。与之相串联的电阻 可选6.2Ω/0.25W 。 步骤27:反馈电路元器件值见元件清单。 步骤28：选择输入整流桥 （1）整流桥的反向击穿电压BR V 应满足下式要求： mac BR V V 225.1≥ 对于宽范围输入交流电压，选用耐压600V 的成品整流桥，假如用4 只硅整流管来构成整流桥，整流管的耐压还应进一步提高，型号可选用1N4007（1A/10V ）、1N5408（3A/1000V ）型塑封整流管。这是因为此类管子价格低廉，同时按照耐压值“宁高勿低”的原则，能提高整流桥的安全性和可靠性。 （2）设输入有效值电流为RMS I ，整流桥额定的有效值电流为BR I ，应当使 RMS BR I I 2≥。计算RMS I 的公式如下： ? ηCOS V P I RMS min 0 = 选COS ?=0.6 ，将0P ,η,min V 代入，得BR I ≧0.735。 所以综上选择1N5408（3A/1000V ）型塑封整流管。 设计完毕 第4章设计小结 这次电力电子课程设计让我有很多收获。最主要的收获是知道了怎么从茫茫烟海似的书和电子文档中找到自己需要的资料。这次要初步掌握单片开关电源的设计能力，TOP 系列的选型，反馈电路类型，滤波环节设计，TVS 管钳位电路设计，最大占空比DMAX 选择，根据电源容量选择合适的三端集成芯片，计算并设计反激式高频变压器，选用合适的铁氧体磁芯和漆包线线径，并确定绕制方法。根据负载要求确定合适的反馈电路类型和滤波环节原件参数。线性光耦选择,列写元器件采购清单等。通过这一个星期的电力电子课程设计，使我更加扎实的掌握了有关电力电子方面的知识，在设计过程中虽然遇到了一些问题，但经过一次又一次的思考，一遍又一遍的检查终于找出了原因所在，也暴露了前期我在这方面的知识欠缺。 在此要感谢许老师，老师严谨细致，一丝不苟的作风一直是我工作，学习中的榜样。在这次设计中，受益匪浅。不仅仅是关于这方面知识的增长，我认为我收获更大的是怎样去解决问题。 开关电源实验报告 一开关电源原理 如下图30W开关电源电路图所示，市电先经过由电容CX1和滤波电感LF1A组成的滤波电路后，再经过型号为KBP210的整流桥BD1和C1组成的整流电路，输出直流电。直流电又经过由UC3842和2N60等元器件组成的高频逆变电路后，变成高频的交流电，经高频变压器输出为低电压的高频交流电。高频交流经肖基特二极管SR1060后变为脉动的直流电，最后经滤波电容和滤波电感变为我们想要的直流电输出。 MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。（2）输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 （3）整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 1.2功率变换电路 （1）MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。（2）常见的原理图： （3）工作原理 R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 1开关电源主电路设计 1.1主电路拓扑结构选择 由于本设计的要求为输入电压176-264 V 交流电，输出为24V 直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck 电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK 电路稳压到24V 。考虑到变换器最大负输出功率为1000W ，因此需采用功率级较高的Buck 电路类型，且必须保证工作在CCM 工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck 变换器。其主电路拓扑结构如下图所示： 图1-1 主电路拓扑结构 1.2开关电源电路稳态分析 下面将对全桥隔离型BUCK 变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压g V 与后级输出电压V 之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压g V 代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK 变换器工作在CCM 模式，BUCK 电路中的变压器可以用等效电路代替。 由于全桥隔离型BUCK 变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK 电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在S T 2的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下： 1) 当S DT t <<0时，此时1Q 、4Q 和5D 导通，其等效电路图如图1-2所示。 i () t R v i ‘ 图1-2 在S DT t <<0时等效电路 g nv v =s （1-1） v nv v g -L = （1-2） R v i i /-C = （1-3） 2) 当S S T t DT <<时，此时1Q ~4Q 全部关断，6D 和5D 导通，其等效电路图如图1-3 所示。此时前级输出g V 为0，假设磁化电流为0，则流过6D 和5D 电流相等，均为L i 2 1 。。 i () t R i ‘ 图1-3 在S S T t DT <<时等效电路 0=s v （1-4） v v -L = （1-5） R v i i /-C = （1-6） 3) 当S S T D t T ）（ +1<<时，此时2Q 、3Q 和6D 导通，其等效电路图如图1-2所示。 高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。 电子工程师必备基础知识（一） 运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。 运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。 光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。 干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。 电子工程师必备基础知识（二） 电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。 电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。 能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。 电子工程师必备基础知识（三） 电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。 电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。 电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。 给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。 大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。 电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。 交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。 电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。 电子工程师必备基础知识（四） 设计了一个简易风力摆控制装置，由直流风机组，陀螺仪，直流减速电机以及激光笔等组成。以MSP430F14单片机为核心，用PW波控制控制电机转速，调节风力大小，并以四个风机上下与左右同面两两并在一起对碳素管及激光笔进行工作，使细杆及激光笔在 风机的作用下可进行自由摆动且进一步可控摆动在地上划线，具有很好的重复性，并且可 以设定摆动方向且画短线，已经能够在将风力摆拉起一定角度放开后可以在规定时间内达到平衡。 关键词：风力控制摆、陀螺仪、轴流风机、PWM B速、MSP43C单片机 风力摆控制系统（B题） 1方案设计与选择 1.1设计内容 要求一个下端悬挂有（2~4只）直流风机的细管上端固定在结构支架上，只由风机提供动力，构成一个风力摆，风力摆上安装一个向下的激光笔。通过单片机代码指令控制驱动风机使风力摆按照一定的规律运动，并使激光笔在地面画出要求的轨迹，风力摆结构图如图1所示。 图1风力摆结构图 1.2设计要求 1.2.1基本要求 （1）从静止开始，15s内控制风力摆做类似自由摆运动，使激光笔稳定地在地面画出一条长度不短于50cm的直线段，其线性度偏差不大于土 2.5cm，并且具有较好的重复性； ⑵从静止开始，15s内完成幅度可控的摆动，画出长度在30~60cm间可设置，长度偏差不大于土 2.5cm的直线段，并且具有较好的重复性； （3）可设定摆动方向，风力摆从静止开始，15s内按照设置的方向（角度）摆动，画 出不短于20cm的直线段; (4)将风力摆拉起一定角度(30~45 ° )放开，5s内使风力摆制动达到静止状态。 1.2.2发挥部分 (1) 以风力摆静止时激光笔的光点为圆心，驱动风力摆用激光笔在地面画圆，30s内 需重复3次；圆半径可在15~35cm范围内设置，激光笔画出的轨迹应落在指定半径 ± 2.5cm的圆环内； (2) 在发挥部分(1)后继续作圆周运动，在距离风力摆1~2m距离内用一台50~60W台扇在水平方向吹向风力摆，台扇吹5s后停止，风力摆能够在5s内恢复发挥部分(1)规定的圆周运动，激光笔画出符合要求的轨迹； (3) 其他。 2总体方案设计与选择 2.1单片机选择 方案一：采用STC89S51芯片，该款芯片具有高性能低功耗的特点，具有32位输入/ 输出，可以实现处理、存储等功能⑴，但是其灵活性不高，需实时保护软件现场，否则易丢失信息，存储能力较弱。 方案二：采用MSP430F14芯片，该款芯片具有高性能，低功耗的特点，其抗干扰能力比较强，存储空间较大，稳定性较强。 二者比较之下，选择方案二作为此次设计的核心控制部分。 2.2直流风机选择 方案一：采用12V 4.5A的轴流风机，风力很大，可以将自身轻松吹起，但是体积较大，质量较重。 方案二：采用12V 1.5A的小风机，体积小，质量轻。但是风力足够大，单电机产生 的风力可吹起4个相同电机 高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08] 高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。 现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东 一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理 图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM 模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图 《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。 根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。 1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为： 式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对（1-136）式进行积分得： 开关电源实验报告 一、开关电源电路图及清单 1.1 60W-12V开关电源电路图 图1-1 开关电源电路原理1.2.60W-12V开关电源电清单 二、开关电源介绍 开关电源大致由主电路、控制电路、检测电路、辅助电源四大部份组成。开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防监控，LED 灯袋，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。它是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。 模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国 开关电源学习笔记 开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。 过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV 《自动化专业综合课程设计2》 课程设计报告 题目：开关电源设计与制作 院（系）：机电与自动化学院 专业班级：自动化0803 学生姓名：程杰 学号：20081184111 指导教师：雷丹 2011年11月14日至2011年12月2日 华中科技大学武昌分校制 目录 1．开关电源简介 (2) 1.1开关电源概述 (2) 1.2开关电源的分类 (3) 1.3开关电源特点 (4) 1.4开关电源的条件 (4) 1.5开关电源发展趋势 (4) 2．课程设计目的 (5) 3．课程设计题目描述和要求 (5) 4．课程设计报告内容 (5) 4.1开关电源基本结构 (5) 4.2系统总体电路框架 (6) 4.3变换电路的选择 (6) 4.4控制方案 (7) 4.5控制器的选择 (8) 4.5.1 C8051F020的内核 (8) 4.5.2片内存储器 (8) 4.5.312位模/数转换器 (9) 4.5.4 单片机初始化程序 (9) 4.6 输出采样电路 (10) 4.6.1 信号调节电路 (10) 4.6.2 信号的采样 (11) 4.6.3 ADC 的工作方式 (11) 4.6.4 ADC的程序 (12) 4.7 显示电路 (13) 4.7.1 显示方案 (13) 4.7.2 显示程序 (14) 5．总结 (16) 参考文献 (17) 1．开关电源简介 1.1开关电源概述 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。它运用功率变换器进行电能变换，经过变换电能，可以满足各种对参数的要求。这些变换包括交流到直流(AC-DC，即整流)，直流到交流(DC-AC，即逆变)，交流到交流(AC-AC，即变压)，直流到直流(DC-DC)。广义地说，利用半导体功率器件作为开关，将一种电源形式转变为另一种电源形式的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称为开关电源（SwitchingPower Supply)。 将一种直流电压变换成另一种固定的或可调的直流电压的过程称为DC-DC交换完成这一变幻的电路称为DC-DC转换器。根据输入电路与输出电路的关系，DC-DC 转换器可分为非隔离式DC-DC转换器和隔离式DC-DC转换器。降压型DC-DC 开关电源属于非隔离式的。降压型DC-DC转换器主电路图如1： 图1 降压型DC-DC转换器主电路 其中，功率IGBT为开关调整元件，它的导通与关断由控制电路决定；L和C为滤波元件。驱动VT导通时，负载电压Uo=Uin，负载电流Io按指数上升；控制VT关断时，二极管VD可保持输出电流连续，所以通常称为续流二极管。负载电流经二极管VD续流，负载电压Uo近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串联L值较大的电感。至一个周期T结束，在驱动VT导通，重复上一周期过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。负载电压的平均值为： 开关电源的系统设计深度解读 开关电源的系统设计深度解读 时间：2013-03-05 214次阅读【网友评论0条我要评论】收藏 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图（1）图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。 《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝ 3 40R C R Idl ?? π μ 四川教育学院应用电子设计报告 课程名称：Protel99 电路设计系部：物理与电子技术系专业班级：应用电子技术0901 学生姓名：x x x 学号： 指导教师： 完成时间： 开关电源电路设计报告 一. 设计要求： 直流稳定电源主要包括线性稳定电源和开关型稳定电源，由于开关稳压电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠，适用性强，故选择设计可调开关稳压电源，其具体设计要求如下： （1）．所选元器件和电路必须达到在一定范围内输出电压连续可调，输出电压U0=+6V —— +9V连续可调，输出额定电流为500mA； （2）．输出电压应能够适应所带负载的启动性能,且输出电压短路时，对各元器件不会产生影响； （3）．电路还必须简单可靠，有过流保护电路，能够输出足够大的电流。 二.方案选择及电路的工作原理 方案一： 首先用一个桥式整流电路将输入的交流电压变成直流电压，然后经过电容滤波，然后在经过一个NPN型三级管Q1调整管，最后整过电路形成一个通路，达到最终的效果。 方案二： 开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效 应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件[6]。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。 为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。 在短路电流出现时，为了避免关断电流的过大形成过电压，导致IGBT 锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。 在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。 为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低（比如1Hz左右），形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。下面是几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。 利用IGBT的Vce设计过流保护电路 【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！ 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤 接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率： 对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值： 单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。 一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。开关电源实验报告
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