36 J Magn Mater Devices Vol 37 No 1
工艺
磁性材料及器件 2006年2月 37
存储在初级电感中
副边绕组上的电压极性颠
倒
单端反激式变压器一般工作于两种工作方式1或称
三极管导通
CCM
t off
周期的开始
其波形如图2
所示
必
然跨越这两种工作方式
但在设计上是比较困难
的
并配以电流模式控制PWM
但在CCM 时没有消除电
路固有的不稳定问题
右半平面零点
1
整个能量转移
波形中具有较高的原边峰值电流
使I p 急剧升高
从而要求开关晶体管必须具有高
电流承载能力才能安全工作
原边峰值电流较低
t on
在
变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的
体积较DCM
时要大
DCM 与CCM 变压器的设计是基本相同
的
I min )
低压输入 (a)临界模式
高压输入 (b)
满载
CCM 的原
38 J Magn Mater Devices Vol 37 No 1
3 单端反激变压器的设计
单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感
传递能量等工作
图3 反激式变压器波形
3.1 已知参数
这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定
输出电压U
out
效率
η
线路主开关管的耐压U mos
副边反射电压即反激电压
U f
与输入电压之和不能高于主开关管的耐压
反激电压
由下式决定
50V
所以确定了反激电压之后
N p /N s =U f /U out
最大输出功率的状态
U in DC min D max =U f (1
4
原边电流上升到I p2
则说明变换器工作于断续模式
1/2(I p1+I p2) D max U in DC min =P out /η
这样就可以
求出变换器的原边电流
L p = D max U in DC min /f
s
对于连续模式I p =I p2
对于断续模式
I p =I
p2
A w A e =(L p I p22 104/
B w K 0 K j )1.14
单位为cm
2
L p 为原边电感量
I p2
为原边峰值电流B w 为磁芯工作磁
感应强度K 0为窗口有效使用系数K j
为电流密度
一般尽
量选择窗口长宽之比较大的磁芯
确定了磁
芯就可以求出原边的匝数
N p =L p I p2 104/B w A e
若求出的匝数不是整数
副边的匝数合适
应该在磁回路中加入一个适当的气隙
l g =0.4πN p 2A e 10
9
N p
为原边匝数L p 为原边电感量
单端反激开关电源变压器的主要参数设
计完成
变压器的损耗和温升是否可以接受
参考文献
吕利明
1977
2001年8月~2003年9月在
美国普思电子有限公司从事功率变压器的设计
第三章变压器 第一节变压器的工作原理、分类及结构 一、结构 1．铁心 如图，分铁心柱、磁轭两部分。 材料：0.35mm的冷轧有取向硅钢片，如：DQ320，DQ289，Z10，Z11等。 工艺：裁减、截短、去角、叠片、固定。 2．绕组 分同心式和交叠式两大类。 交叠式如右图。 同心式包括圆筒式、连续式、螺旋式等，见上图。 材料：铜（铝）漆包线，扁线。 工艺：绕线包、套线包。 3．其它部分 油箱（油浸式）、套管、分接开关等。
4．额定值 额定容量S N 额定电压U 1N U 2N 额定电流I 1N I 2N 对于单相变压器，有N N N N N I U I U S 2211== 对于三相变压器，有N N N N N I U I U S 221133== 注意一点：变压器的二次绕组的额定电压是指一次绕组接额定电压的电源，二次绕组开路时的线电压。 [讨论题]一台三相电力变压器，额定容量1600kV A ，额定电压10kV/6.3kV ，Y ,d 接法，求一次绕组和二次绕组的额定电流和相电流。 自己看[例3-1]。
总结：熟悉变压器额定值的规定。 二、变压器的工作原理 按照上图规定变压器各物理量的参考方向，有 dt d N e dt d N e φ φ2 211,-=-= 定义变比 2 121N N E E k == 工作原理： （1） 变压器正常工作时，一次绕组吸收电能，二次绕组释放电能； （2） 变压器正常工作时，两侧绕组电压之比近似等于它们的匝数之比； （3） 变压器带较大的负载运行时，两侧绕组的电流之比近似等于它们匝数的反比； （4） 变压器带较大的负载运行时，两侧绕组所产生的磁通，在铁心中的方向相反。 总结：牢记变压器的四条原理。 第二节 单相变压器的空载运行 一、空载运行时的物理情况 如图，变压器一次绕组接额定电压，二次绕组开路，称为变压器空载运行。此时，变压器一次绕组流过一个很小的电流，称为空载电流i 0，大约占额定电流的2%~5%，因此空载时变压器的铜损耗是很小的。为什么？ 又， 11144.4N f E U m Φ=≈
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
5V,2A 反激式電源變壓器設計過程整理 已知: VinAC = 85V ~ 265V 50/60Hz Vout = 5V + 5% Iout = 2A Vbias = 22V, 0.1A (偏置線圈電壓取 22V, 100mV) η = 0.8 fs = 132KHz 計算過程: 1.設工作模式為 DCM 臨界狀態. Pout = 5*2 = 10W Pin = Pout/η= 10/0.8 = 12.5W V inDCmin = 85* 2-30(直流紋波電壓)= 90V V inDCmax = 265* 2=375V 2.匝數比計算 , 設最大占空比Dmax = 0.45 : 13918.12) 45.01(*)2.05.05(45.0*90)1(*)d out (*n max max min in ≈=-++=-++=D V V V D V L DC 式中: Vd 為輸出整流二極管導通壓降,取0.5V; VL 為輸出濾波電感壓降, 取0.2V. 3.初級峰值電流計算: A D V P I DC 494.045 .0*9010*2*out 2p max min in === 4.初級電感量計算: H H I V D L DC u 62110*621494 .0*10*13290*45.0p *fs *p 63min in max ==== 5.變壓器磁芯選擇EFD20, 參數如下: Ae = 28.5mm 2 AL = 1200+30%-20%nH/N 2 Le = 45.49mm Cl = 1.59mm -1 Aw = 50.05mm 2 Ap = 1426.425mm 4
反激式开关电源变压器的设计方法 1引言 在开关电源各类拓扑结构中，反激式开关电源以其小体积、低成本的优势，广泛应用在高电压、小功率的场合。反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。由于反激变压器可以工作在断续电流（DCM ）和连续电流（CCM ）两种模式，因此增加了设计的复杂性。本文考虑到了两种工作模式下的差异，详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。 2基本原理 R 1 V o 图1 反激变换器原理图 反激变压器实际上是一个耦合电感，首先要存储能量，然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。如图1所示，当开关管r T 导通时，输入电压i V 加在变压器初级线圈上。由于初级与次级同名端相反，次级二极管1D 截止，能量储存在初级线圈中，初级电流线性上升，变压器作为电感运行。当r T 关断时，励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向，1D 导通，储存在线圈中的能量传递给负载。按照电感线圈中电流的特点，可分为断续电流模式（DCM ）和连续电流模式（CCM ）。电流波形如图2所示。
初级 次级 初级 次级 I p2I p1I s2 I s1 I p2 I p1 I s2 I s1 DCM CCM 图2 DCM 和CCM 电流波形 DCM 为完全能量转换，在开关管开通时，初级电流从零开始逐渐增加，开关管关断期间，次级电流逐渐下降到零。 CCM 为不完全能量转换，开关管开通时，初级电流有前沿阶梯，开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。 3设计步骤 （1）各项参数的确定 反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数，因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。 已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定，包括：直流输入电压i V （i min i i max V V V ≤≤），输出电压o V ，输出功率o P ，效率o i P = P η，工作频率1 f=T 。 未知量即所要求的参数包括：磁芯型号，初级线圈匝数p N ，次级线圈匝数s N ，初级导线直径p d ，次级导线直径s d ，气隙长度g l 。 另外，为了能够对未知参数进行求解，我们还必须要指定开关管的耐压值或开关的最大占空比。本文中，以规定满载和最小输入电压条件下最大占空比为 max D 来进行后续的计算。 为简化计算公式，本文中忽略开关管及二极管导通压降。
电子变压器工作原理图 电子变压器就是开关稳压电源。它实际上就是一种逆变器。首先把交流电变为直流电，然后用电子元件组成一个振荡器直流电变为高频交流电。通过开关变压器输出所需要的电压然后二次整流供用电器使用。开关稳压电源具有体积小,重量轻,价格低等优点,所以被广泛用在各种电器中。开关稳压电源的原理较复杂。 下面一种电子变压器电路图的分析，输入为AC220V，输出为AC12V，功率可达50W。它主要是在高频电子镇流器电路的基础上研制出来的一种变压器电路，其性能稳定，体积小，功率大，因而克服了传统的硅钢片变压器体大、笨重、价高等缺点。 电子变压器电路图: 电子变压器工作原理电路如图所示。电子变压器原理与开关电源工作原理相似，二极管VD1～VD4 构成整流桥 把市电变成直流电，由振荡变压器T1，三极管VT1、VT2组成的高频振荡电路，将脉动直流变成高频电流，然后由铁氧体输出变压器T2对高频高压脉冲降压，获得所需的电压和功率。R1为限流电阻。电阻 R2、电容C1和双向触发二极管VD5构成启动触发电路。三极管VT1、VT2选用S13005，其B为15～2 0倍。也可用C3093等BUceo>=35OV的大功率三极管。触发二极管VD5选用32V左右的DB3或VR60。振荡变压器可自制，用音频线绕制在H7 X 10 X 6的磁环上。TIa、T1b绕3匝，Tc绕1匝。铁氧体输出变压器T2也需自制，磁心选用边长27mm、宽20mm、厚10mm的EI型铁氧体。T2a用直径为0．45mm高强度漆包线绕100匝，T2b用直径为1．25mm高强度漆包线绕8匝。二极管VD1～VD4选用IN4007型，双向触发二极管选用DB3型，电容C1～C3选用聚丙聚酯涤纶电容，耐压250V。此电子变压器电路工作时，A点工作电压约为12V；B点约为25V；C点约为105V；D点约为10V。如果电压不满足上述数值，或电子变压器电路不振荡，则应检查电路有无错焊、漏焊或虚焊。然后再检查VT1、VT2是否良好，T1a、T1b的相位是否正确。整个电子变压器电路装调成功后，可装入用金属材料制作的小盒内，发利于屏蔽和散热，但必须注意电路与外壳的绝缘。引外，改变T2 a、b二线圈的匝数，则可改变输出的高频电压。
单端反激式DC/DC 开关电源变压器的设计全过程， 变压器的参数计算： （1） 变压器的设计要求： 输出电压：10V ～3KV ，8mA （变压器输出之后三倍压） 输入电压：24 1V ±工作频率：50KHZ 最大占空比：45％ 变换效率：80％ （2） 基本参数计算： 输入最小电压： min IN V =－ IN V V ＝24－1－0.5 ＝22.5V 输出功率： OUT OUT OUT P U I = 30000.00824()W =×=输入功率： OUT IN P P η= 2430()0.8 W == （3） 选择磁芯： 由于输出功率为24W ，需要留有一定的余量，选择磁芯的型号为：EI-28。其具体参数如下： 材料：PC40；尺寸：28.0*16.75*10.6（mm）；P A ：0.6005（） ；：86 4cm e A 2mm W A ：69.83； ：4300；2mm L A 2/nH N S B ：500mT （） 390mT （10） 25o C 0o C 使用时为防止出现磁饱和，实取磁通密度m B = 250 mT （4） 粗略估计匝数比以及最大占空比（通过实际计算） min (1)OUT MAX IN MAX V D N V D ?= 30000.5522.50.45 ×=× 162.9=（求出结果后然后取整为Nm ） 因为匝数比可以根据设计理念修正为M N ＝165，从而可以产生新的MAX D
min OUT MAX M IN OUT V D N V V = + 300022.51653000 =×+ 44.7%= （5） 计算初级平均电流，峰值电流和电流的有效值 由于输出功率为24W ，用电流连续模式（CCM ）比较适合。这里取为0.6 RP K .min min IN OUT P AVG IN IN P P I V V η= = 240.822.5 =× 1.333A =.1[1]2 P AVG P RP MAX I I K D =? 1.333(10.50.6)0.447= ?×× 4.26A =.P RMS P I I = = 2.054A =.P RMS I －电流有效值，P I －峰值电流，.P AVG I －平均电流，（RP K R RP P I K I = ）电流比例因数，MAX D －最大占空比； 利用Krp 的值可以定量描述开关电源的工作模式，若Krp=1.0，即峰值电流和脉动电流相等，开关电源工作在断续模式；若Krp<1.0,峰值电流大于脉动电流，开关电源工作在连续模式。对于给定的交流输入范围，Krp 越小意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，并且Ip 和Irms （初级有效值电流）较小。 （6） 计算初级电感： 2min min 1()(12 IN MAX RP IN ON P R OUT RP V D K V t L I P fK η?==)
连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 图二(a)
反激变换器拓扑的电路设计 1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。 2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。 图1a是反激变换器的基本拓扑。图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。负反馈闭合环路采样主输出电压V om。V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。从输出跟随主输出得到相应的调节。 电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。 在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。这个电流代表电感上储存的能量为 （1） 这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培 当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组，
第1章 变压器的基本知识和结构 1.1变压器的基本原理和分类 一、变压器的基本工作原理 变压器是利用电磁感应定律把一种电压等级的交流电能转换成同频率的另一种电压等级的交流电能。 变压器工作原理图 当原边绕组接到交流电源时，绕组中便有交流电流流过，并在铁心中产生与外加电压频率相同的磁通，这个交变磁通同时交链着原边绕组和副边绕组。原、副绕组的感应分别表示为 dt d N e Φ-=1 1 dt d N e Φ-=2 2 则 k N N e e u u ==≈2 12121 变比k ：表示原、副绕组的匝数比，也等于原边一相绕组的感应电势与副边一相绕组的感应电势之比。 改变变压器的变比，就能改变输出电压。但应注意,变压器不能改变电能的频率。 二、电力变压器的分类 变压器的种类很多，可按其用途、相数、结构、调压方式、冷却方式等不同来进行分类。 按用途分类：升压变压器、降压变压器； 按相数分类：单相变压器和三相变压器；
按线圈数分类：双绕组变压器、三绕组变压器和自耦变压器； 按铁心结构分类：心式变压器和壳式变压器； 按调压方式分类：无载（无励磁）调压变压器、有载调压变压器； 按冷却介质和冷却方式分类：油浸式变压器和干式变压器等； 按容量大小分类：小型变压器、中型变压器、大型变压器和特大型变压器。 三相油浸式电力变压器的外形,见图1，铁心和绕组是变压器的主要部件，称为器身见图2，器身放在油箱内部。 1.2电力变压器的结构 一、铁心 1.铁心的材料 采用高磁导率的铁磁材料—0.35～0.5mm厚的硅钢片叠成。 为了提高磁路的导磁性能，减小铁心中的磁滞、涡流损耗。变压器用的硅钢片其含硅量比较高。硅钢片的两面均涂以绝缘漆，这样可使叠装在一起的硅钢片相互之间绝缘。
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定 了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压
第1章 变压器的基本知识和结构 1.1变压器的基本原理和分类 一、变压器的基本工作原理 变压器是利用电磁感应定律把一种电压等级的交流电能转换成同频率的另一种电压等级的交流电能。 变压器工作原理图 当原边绕组接到交流电源时，绕组中便有交流电流流过，并在铁心中产生与外加电压频率相同的磁通，这个交变磁通同时交链着原边绕组和副边绕组。原、副绕组的感应分别表示为 则 k N N e e u u ==≈2 12121 变比k ：表示原、副绕组的匝数比，也等于原边一相绕组的感应电势与副边一相绕组的感应电势之比。 改变变压器的变比，就能改变输出电压。但应注意,变压器不能改变电能的频率。 二、电力变压器的分类 变压器的种类很多，可按其用途、相数、结构、调压方式、冷却方式等不同来进行分类。 按用途分类：升压变压器、降压变压器； 按相数分类：单相变压器和三相变压器； 按线圈数分类：双绕组变压器、三绕组变压器和自耦变压器； 按铁心结构分类：心式变压器和壳式变压器； 按调压方式分类：无载（无励磁）调压变压器、有载调压变压器； 按冷却介质和冷却方式分类：油浸式变压器和干式变压器等； 按容量大小分类：小型变压器、中型变压器、大型变压器和特大型变压器。 三相油浸式电力变压器的外形,见图1，铁心和绕组是变压器的主要部件，称为器身见图2，器身放在油箱内部。
1.2电力变压器的结构 一、铁心 1.铁心的材料 采用高磁导率的铁磁材料—0.35～0.5mm厚的硅钢片叠成。 为了提高磁路的导磁性能，减小铁心中的磁滞、涡流损耗。变压器用的硅钢片其含硅量比较高。硅钢片的两面均涂以绝缘漆，这样可使叠装在一起的硅钢片相互之间绝缘。 2.铁心形式 铁心是变压器的主磁路，电力变压器的铁心主要采用心式结构 。 二、绕组 1.绕组的材料 铜或铝导线包绕绝缘纸以后绕制而成。 2.形式
一、确定电源输入与输出参数： 1、输入最小交流电压：( V )?ACmin 90 2、输入最大交流电压：( V )?ACmax 265 3、输出直流电压：( V )?Vout 12 4、输出直流电流：( A )?Iout 10 5、芯片VCC 电压：( V )?Ic_Vcc 18 6、输出直流电流：( A )?Ic_i 0.01 7、预设效率：( 100% )?η%80 8、工作频率(KHz)?fsoc 65 9、模式K 系数（K ）?K 0.510、导线电流密度（A ）?Iu 8导线电流密度：5-10范围 11、开关管耐压值（V ）?Vds 60012、二极管压降值：（V ）?Vf 0.614、磁芯参数：(PQ:3525)a.磁芯中柱截面积：（cm2）?Ae 0.196 窗口长度：（mm2） ?Wl 13.5 b.磁芯中柱截面积：（mm2） ?Bw 0.2备注：PC40选0.2，PC45选0.15 二、计算： 输入最小DC 电压：( V )?Dcmin =??ACmin ￣￣20.911513、估算漏感反射电压（V ）?Vlr 150 输入最大DC 电压：( V )?Dcmax =?ACmax ￣￣2375输出功率：( W)?Po =?Vout Iout 120输入功率：( W)?Pin =――Po η 150 最小滤波电容：( uF)?Mincap =?1.3Po 156计算最小反射电压容量（V ） ?Vor =??Vds Dcmax Vlr 75
周期时间：( us)?t =?――1fsoc 100015.385 最大占空比：?Dmax =―――――Vor +Dcmin Vor 0.396 最大导通时间：( us) ?Tonmax =?t (?1Dmax )9.286 原边最大峰值电流（A ） ?Ip =――――――???―――――Po ?Dmax Dcmin ???0.45 5.872 原边电感量：（mH ） ?Lp =―――――?Dmax Dcmin ??fsoc Ip K 0.238 ?N =――――Vor +Vout Vf 5.971 原边与副边匝比： 原边匝数： ?Np =――――(??Lp Ip K )(?Bw Ae )17.82 副边匝数：?Ns =――Np N 2.98 匝数取整： ?Ns 3根据副边重算原边匝数：?Np2=?Ns N 17.91取值： ?Np218 新的匝比： ?N2=――Np2Ns 6 依据匝比和余量计算Vor: ?Vor2=??N2(+Vout Vf )2151.2原边线径：(mm) ?Dwp =――――￣￣￣￣￣￣2 ????――???―Ip Iu ??????? 0.75 0.645原边绕线股数：?Npturn 5 每股线径（mm ） ?Dwp2=2￣￣￣￣￣￣￣￣￣????―――???――Dwp 2???2Npturn ???? 0.288副边峰值电流: ?Is =――――?2Iout ?1Dmax 33.14
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。 占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占空比的意义了，
反激式变压器设计原理 绿色节能PWM控制器CR68XX CR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片 成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL: 电话/传真：-218 电邮:； MSN: 概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。 特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流 极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制 欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调 输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制 软驱动2000V的ESD保护过载保护 过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装 应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。 兼容型号： SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。 原生产厂家现货热销！-218，。 CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。 绿色节能PWM控制器AC-DC 产品型号功能描述封装形式兼容型号 CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器LD7535/LD7550 OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8OB2262/OB2263 CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755 OB2262/OB2263 CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552
开关电源变压器设计 （草稿） 开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变 压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒ 变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N 工频变压器与高频变压器的比较﹕ 工频 高频 E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZ E ＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕ η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm ) 功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小
开关变压器主要工作方式 一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.回馈方式: 自回馈; 它回馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD 一.隔离方式: 二.
开关变压器主要设计参数 静态测试参数: R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.……… 动态测试参数: Vi. Io. V o. Ta. U. F D max…………. 材料选择参数 CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs……. WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT…….. BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)………. TAPE: ℃. δh. HI-POT…….. 制程设置要求 P N…(SOL.SPC).PN//PN.PN-PN. S N(SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V℃……..
变压器工作原理: 当一个交流电压U1接到初级绕组的线圈时，由于交流电的强度和极性是不停地正、负交替变化，因此初级绕组的线圈所产生的磁力线数目也不停改变。由于磁场强度的不断变化，促使缠绕在同一铁芯上的另一端线圈产生感应电动势U2 .变压器是变换交流电压、电流和阻抗的器件，当初级线圈中通有交流电流时，铁芯（或磁芯）中便产生交流磁通，使次级线圈中感应出电压（或电流）。变压器由铁芯（或磁芯）和线圈组成，线圈有两个或两个以上的绕组，其中接电源的绕组叫初级线圈，其余的绕组叫次级线圈。 理想变压器: 不计一次、二次绕组的电阻和铁耗， 其间耦合系数K=1 的变压器称之为理想变压器 描述理想变压器的电动势平衡方程式为e1(t) = -N1 d φ/dt e2(t) = -N2 d φ/dt 若一次、二次绕组的电压、电动势的瞬时值均按正弦规律变化，则有不计铁芯损失，根据能量守恒原理可得由此得出一次、二次绕组电压和电流有效值的关系令K=N1/N2，称为匝比（亦称电压比） U1/U2=N1/N2 ，即对同一变压器的任意两个线圈，都有电压和匝数成正比。P入=P出，即无论有几个副线圈在工作，变压器的输入功率总等于所有输出功率之和. https://www.doczj.com/doc/f312101109.html,/view/30130.htm https://www.doczj.com/doc/f312101109.html,/s/blog_4876e83b0100ru0s.html 变压器(transformer)是一种电磁设备，其功能大致可分为以下作用：Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 1可以随意把交流电压值或电流值增加或减少Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 2用作阻抗匹配的设备：变压器可用来匹配不平衡的阻抗。例如某个放大器的输出阻抗是20欧，而接往4欧的扬声器，这时必须用一个变压器以正确的匝数比率来匹配此二个阻抗。Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 3用做信号传输，有些信号要求有电的隔离，这时用变压器就有用了。Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 4用与振荡电路作反馈元件Rkf838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 变压器就是利用线圈的互感原理把电压改变。事实上一个电感器的磁场变化可以促使在近距
实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点， 下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例， 向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。 设计目标： 电源输入交流电压在180V~260V之间，频率为50Hz， 输出电压为直流5V、14A，功率为70W，电源工作频率为30KHz。 设计步骤： 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源，当功率管导通时，电流会达到峰值，此值等于功率管的峰值电流。 由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知： 输入电压：Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax， 则上式为： Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中： V in：直流输入电压，V Lp：高频变压器初级电感值，mH Ipp：变压器初级峰值电流，A Dmax：最大工作周期系数 f：电源工作频率，kHz 在电流不连续电源中，输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量，其为：Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得： Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得：Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中：Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V， 取最大工作周期系数Dmax=0.45。则： Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时，集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中， 工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中：k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V， 若允许10%误差，Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V， 若允许7%误差，Vin(min)=216V。 由此可得： k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此，当电源的输入直流电压在216V~400V之间时，
反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8)
3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。