反激式电源设计及应用
变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响.
顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI 比较好.
夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI 比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法.
变压器的漏感主要与哪些因素有关
绕组顺序:夹层绕法一般是先初级,后次级的1/2-1/3.
变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小.
先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法
夹层?好象是先原边的二分之一,再逼边,再原边的二分之一吧!
(1)变压器由于绕制造成的耦合电容偏差对变压器有那些指标有影响?
(2)如你所说,顺序绕法露感较大,耦合电容较小,EMI较好,怎样从理论上解释耦合电容小EMI小这一问题?当然我想你这是从变压器本身来说的,从整个电源来说,漏感较大的话,整个产品的EMI 是不好的.所以我到认为,漏感的因素比耦合电容更能引起EMI难过,我这样说有道理吗?
(3)在提到屏蔽层时,我有点不明白屏蔽绕组在变压器中是怎样设计的?
耦合电容是最大的共模干扰传导途径.
漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理
这个电容到底起到什么作用?
通常的隔离变换器中,在原边和副边需接一个或两个耐高压隔离电容,通常也很小,这个电容到底是起到什么作用呢?事实也是,如果这个电容取得不当,会影响到输出噪声指标?不知cmg老哥对这个电容怎么看?还有就是这个电容连接到原副边,是接两个地呢,还是接输入地端和输出正端...?
并不是说不能用三名治饶,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.
只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本.
我发现个有趣的问题,以前我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量. (说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法)
漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低.
在反激式开关电源中,变压器相当于电感的作用.在开关管导通时,变压器储能,开关管关断时,变压器向次级释放能量.那么功率由开关管导通电流确定还是电感量确定?
在反激开关电源变压器设计时,如何计算变压器的气隙?
能否详细介绍开关电源的斜率补偿的作用,原理?
功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定.
一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变
压器,我一般是根据经验确定,要求比较严格时用允许温升确定变压器型号.确定变压器后其他参数可算出.包括开关管的电流,这样就可以选管子.
变压器的气隙有相关的公式计算,但注意气息一般不要大于1毫米,否则可能引起边缘磁通效应使初级有过热点.
反激电压方式不需要斜率补偿.电流方式大于50%脉宽,或为了防止噪音影响需要加,计算方法可参考3842应用指南.
变压器的两种屏蔽层.
在小功率电源变压器中,一般有两种两种屏蔽层,铜薄和绕组.铜薄的原理是切断了初次级间杂散电容的路径,让其都对地形成电容,其屏蔽效果非常好,但工艺,成本都上升.绕组屏蔽有两种原理都在起作用:切断电容路径和电场平衡.所以绕组的匝数,绕向和位置对EMI的结果都有很大影响.可惜我不会在这里画图来讲解,总之有一点:屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反.
屏蔽绕组的位置对电源的待机功耗有较大的影响.下节讲变压器浸漆和屏蔽绕组位置对待机功耗的影响.
你说的屏蔽层是不是这个意思
只是起隔离作用的一个隔离层?(对不起,我接触的都是些通讯电源和仪表电源都是体积小的二次片式电源,所用的变压器也都是采用体积小的表贴变压器,没有用什么屏蔽层,也没有见过其它同类电源用屏蔽层),你所说的用了屏蔽层的电源主要用在哪方面?这样一来是不是体积就大了呢?还有你的“屏蔽绕组感应的电压要和被屏蔽绕组工作时的电压方向相反” 是什么意思?还有,你的屏蔽绕组输出接哪儿?最好能图文结合,这样大家的兴趣不是就来了吗?
屏蔽的“接地”
屏蔽在初次级间时,其接地可以不接,接原边地,接次边地,接大地几种形式,一般接原边的地的情况较多.不知道cmg兄是如何处理的.
变压器的外部加屏蔽,特别在flyback中,由于要加气隙,在批量小或简单起见,不是只在中间加,而是磁心截面全有气隙,为减小外部气隙的磁场干扰,而加屏蔽的,此屏蔽一般接大地.
是EMI屏蔽,非安全屏蔽.
可以接原边的地线,也可以接原边的高压端,EMI几乎没有分别,因为有高压电容存在,上下对共模信号(一般大于1M后以共模干扰为主)来说是等电位的.
变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况,但注意安规的问题,接初级地线,磁芯就是初级.
屏蔽绕组对变压器的工作有影响
屏蔽绕组为了起到很好的作用,一般紧靠初级,这样它跟初级绕组之间形成一个电容,屏蔽绕组一般接初级地线或高压端,这个电容就相当于接在MOS的D-S端,很明显造成很大的开通损耗.影响了待机功耗,对3842控制来说还可能引起空载不稳定.当然,加屏蔽也会使漏感增大,但此影响在空载时是次要的.
理论上关断损耗会小.
但由于关断电路作用都很强,MOS速度又快,所以对关断的损耗影响很小.
另外屏蔽引起的损耗严格来说不全算开通损耗,有一部分是导通损耗,在开通瞬间和导通后,电容放电.用电流探头可以很明显看到导通瞬间有一个很大的尖峰.
我看到很大的电流尖峰,你说的尖峰是不是在FLYBACK的MOSFET开通时有一个很大的尖峰,我以前一直没法理解这是怎么来的,但我的变压器好象没有什么屏蔽呀,只是中间加了绝缘胶带
如果你能反饶也可以,但在生产工艺上是不可能的.
可以改变绕组从左到右,或从右到左的方向.
可能你没有接触过工厂的生产过程.
骨架换方向当然可以,但生产效率差不多降低40%.变压器的价格就上来了.
1.实际的电容总有感抗成分在内,在共模频率内,接高压端和地线真对EMI没有分别吗?
2. \"变压器的外部屏蔽可以不接,也可以接初级地线,其对EMI的影响看绕组内部的情况\",能
详细说明一下吗?比如顺绕和夹绕时外部屏蔽该怎样处理呢?
3.\"磁芯就是初级\"是什么意思?
第一个确实几乎没有影响,我测过很多.
第二个有很多情况,我不一一细说,只告诉你一个原则,绕组最外层如果工作时电压变动大,则接地有巨大的影响,如果变动小,也有影响,但不是很大,当然电源功率本身很大时最好接地.
第三个是安规的问题,已经有人说了.
3倍之说需要查安规.
但其原理是明显的,如果安全屏蔽的保险丝电流额定值比电源保险丝小或一样大,则发生短路时可能安全屏蔽的保险丝先断,起不到安全屏蔽的作用.至于外部屏蔽,首先要满足安规的要求,在此前提下,当然宽一些会好一点,但增加了成本,只要把两半磁心的结合面包住就好了,还有一个更好的方法,让铜带直接接触磁心.
反激式电源的开关过程分析.
我看到有个帖子在讨论此问题,所以需详细写一下.我看到有个帖子在讨论此问题,所以需详细写一下.很多人对反激电源开关转换期间的过程不清楚,以至于产生电流突变等想法.我来详细解释一下:
MOS关断后,初级电流给MOS输出电容和变压器杂散电容充电(实际杂散电容放电,为简单,我们统一说充电),然后DS端电压谐振上升,由于电流很大,谐振电路Q值很小,所以基本上是线形上升,当DS端电压上升到在次级的电压达到输出电压加整流管的电压后,本应该次级就导通,但由于次极漏感的影响,电压还会上升一些来克服次级漏感的影响,这样反映到初级的电压也略高于正常反射电压,在这样条件下,次级电流开始上升,初级电流开始下降,但不要忘记初级的漏感,它由于不能偶合,所以它的能量要释放,这时是漏感和MOS输出电容,变压器杂散电容谐振,电压冲高,形成几个震荡,能量在嵌位电路消耗掉,这里要注意一点,漏感的电流始终是和初级电流串联的,所以漏感电流的下降过程就是次级电流的上升过程,而漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的,此差越大,下降越快,转换过程越快,明显效率会提高,转换的过程是电压电流叠加的过程.
用RC做吸收时,由于稳态时C上的电压和反射电压差别不是太大,所以转换过程慢,效率低,用TVS 做吸收时,其允许电压和反射电压差很多,所以转换快,效率高,当然RC耗电是另一个方面.
我曾经在21ic上请教过您一些问题,对于mos的关断,通过您上序的分析,已经很透彻了,其他拓扑应是同样的原理,比如正激,在mos关断后,副边折射电流与激磁电流对coss充电,电压上升到vin 后,按理折射电流应变为零,但正由于漏感的影响,使电流并不太图变只剩下激磁电流,正是这个原因,导致电流与电压重叠时间过长,mos端并电容也没有明显效果,所以只能减少漏感来减小关端重叠时间,实现零电压关端,我要问的是激磁电感与漏感在一个什么样的比列下才算正常呢,我目前变压器激磁电感20uh,漏感为2uh,我总怀疑漏感太大,您说有无道理呢?
基本同意说明有些不认同,说出来共同分析一下.
你的1得出的结论是不对的,和我的原意不符.
可能我的语文表达差一些.我的意思是初级电压上升,次级也跟着生,当次级的电压达到次级输出电压加整流管的压降后,次极整流管应该导通.
1、不清楚“杂散电容放电”
2、“漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的”,嵌位电路电
容上的电压不是由反射电压决定的吗?(当然和R的放电也有关).
3、假如正激式电源输出不要储能电感,会怎样?(如有必要,我可以按我的疑惑画个原理图,贴在
这儿)
4、能不能详细说说RCD吸收回路吸收初级电感储能的情况,能不能避免?
5、请回复一下SOMETIMES的“faraday screen and safety screen ”中的疑问好吗?
1、与其说“杂散电容放电” ,不如杂散电容反向充电来得准确.
2、“漏感电流的下降过程是由嵌位电路电容上的电压和反射电压的差来决定的”,无论怎样,
漏感电流的下降过程是非常剧烈的,故而激起的自感电压是远高于副边反射电压(MOSFET关断的尖峰应是因此而起),关断时刻RCD上的电压应由自感电压决定,而和反射电压无关.
3、这个问题单列出去算了.
4、RCD吸收回路吸收初级电感储能是因为与反射电压串联,反激过程始终存在.用TVS,选择
合适的工作电压可避免之.
是由电磁定律决定的:u=l di/dt;其中l是原边漏感,其电流的变化必然感应出一相应电压,此电压值由外部电路决定,由公式可知,感应电压越高,电流变化越快,开关管上的电压电流交叉时间越短,关断损耗越小.(因漏感与原边励磁电感串联,故原边漏感厨师电流等于开关管关断时的电流值.)
1.怎么说都没有关系,关键是理解这个过程,MOS导通时杂散电容电压是上正下负,转换过程结
束后是下正上负.
2用RCD吸收,漏感电流下降激起的电压一般不会高于副边反射电压.C上的电压是反射电压和漏感电压的和,当MOS关断时,C上的电压和反射电压的差决定了漏感的电流下降速度,差U=Llou*dI/dT.当然C上的电压也包括漏感引起的一个尖峰,C越大时此尖峰也越小.用TVS时因为没有C,此尖峰就是TVS的稳压值.
4.这个问题实际上已说过,RCD的能量有两部分,漏感能量和一点励磁能量,原因很简单:我们
设想变压器没有漏感,MOS关断时反射电压还是加在R上,当然要耗能.
1、你用安培环路定律做个积分看看.
2、反激变压器的电流是从异名端流出去的,你用右手螺旋定责看看是不是和先前的磁场方向
一致.
对你的第一个问题结论并不正确,根据变压器线圈的比例关系,可以确定变压器初次级的电压,一般正向道通时次级反压由初级电压和线圈比例关系相乘决定,而关断时边压器储能相当于电源向次级供电,这时的电压由次级决定,在而实际能量变换是变压压起要求输出一定的功率,相当于变压器输出一定的功率,由负载电阻决定输出电压,而这个电压再根据变压器线圈比例反馈到初级.所以初级和次级的电压关系主要由线圈的匝数比例决定的,在相同的电路下如刚上电时,次级电压很底,这时初级开关的损耗是会减小,但要知道减少的只是初级MOS管的开关损耗(包括漏感).另外输出电压很底,整流管的损耗比例相对会成主要的损耗,所以实际电路联系很多,很多电路都是矛盾的,好的设计就是要找到最佳点
一个经验值.
顺序绕法(先初级,后次级)一般漏感为电感量的5%左右.三明治绕法,一般在3%以下,用屏蔽好的磁心和绕线顺序可达1%以下.
RCD吸收回路,如果電容很大,但RC時間常數還是開關周期的1/10到1/5.那損耗就會很大.會不會RC回路不隻吸收漏感能量,還消耗了一部份初級電感蓄積的能量.也就是說,當MOSFET關斷後,變壓器初級電感蓄能大部分通過次級釋放,還有一部分被RC回路吸收.加上電容上的直流電壓(n*(V o+Vd))在電阻上的損耗會很大.
首先加在電容上的直流電壓不是(n*(V o+Vd)),如果是这个电压,则电源的转换时间将非常长.一定会比这个电压高.
其次,RCD吸收回路吸收的能量恰恰向你说的,是由两部分组成,一部分是漏感的能量,还有一部分是初级电感储能.这后一部分是很多人不会想到的.
RC吸收电路的设计.
开关管和输出整流管的震铃是每个电源设计工程师最讨厌的事情.过度的震铃引起的过压可能使器件损坏,引起高频EMI问题,或者环路不稳,解决的办法通常是加一个RC吸收电路.但很多人不知该如何选取RC的值.
首先在不加吸收电路轻载下用示波器测量震铃的频率,但注意用低电容的探头,因为探头的电容会引起震铃频率的改变,使设计结果不准.
其次,在测量震铃频率时尽可能在工作的最高电压下,因为震零的频率会随电压升高而变化,这主要是MOS或二极管的输出电容会随电压而变化.
震零产生的原因是等效RLC电路的震荡,对于一个低损的电路,这种震荡可能持续几个周期.要阻尼此震荡,我们要先知道此震荡的一个参数,对MOS,漏感是引起震荡的主要电感,此值可以测出,对二极管,电容是主要因素,可以有手册查出.计算其阻抗:知道L,则Z=2*3.14*f*L;知道C,Z=1/(2*3.14*f*C).先试选R=Z,通常足可以控制震铃.
但损耗可能很高,这时需要串联一个电容来减小阻尼电路的功率损耗.可如此计算C 值:C=1/(3.14*f*R).增加C值损耗就增加,但阻尼作用加强,减小C值当然是相反的作用.
电阻的损耗P=C*(V*V)Fs.当然在某些电路形式里面损耗可能是0.5P. 实际中,可依计算的值为基础,根据实验做一些调整.
不知哪位高手可以帮帮忙,替我写几部分,谢谢!当然,如果大家感觉没什么意思,就结束这个专题.
1)RCD吸收电路的设计方法.
2)反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.
3) 开关电源电磁干扰产生的原因及对策.
4)反激电源的控制环路零,极点分析及环路定性分析(定量
分析要占用大量的时间和篇幅)
5)大功率反激电源:双管反激.
6)反激电源的软开关和无损吸收.
变压器因为已经有很多帖子了,在此专题里面不在赘述.
千万不要忽视理论!
理论是指导实践的,这是真理,如果没有理论,当你有问题时就无处下手,有的人就到处改,到处试,改好了也不知道其所以然.要知道,电源设计应该是一个严格的数学过程,如果不能做到这一点,说明还有很多东西需要学习.
如果我真写书的话,每一点都会有理论解释,只是在BBS上,画图,写公式都很麻烦(实际上我根本就不知道怎么弄),所以只能写几句.
刘胜利很熟悉,还送了我一本书,他的书基本上是实验数据堆起来的,很佩服老刘的精神,很大年纪了还在做实验研究.不过老人家很好玩:你跟他讲话一定要先让他讲完,否则插不进嘴.
反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法.
理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出,但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做,这主要是正激后面加了个偶合电感,而反激的漏感不是零.
很多人做反激电源时都遇到这个问题,一路输出稳定性非常好,但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化,这是什么原因呢?
原来,在MOS关断,次级输出时能量的分配是有规律的,它是按漏感的大小来分配,具体是按匝比的平方来分配(这个可以证明,把其他路等效到一路就可得出结果)如:5V 3匝,漏感1uH,12V 7匝,如果漏感为(7/3)(平方)*1=5.4uH,则两路输出的电流变化率是一样的,没有交叉调整率的问题,但如果漏感不匹配时,就会有很多方面影响到输出调整率:1.次级漏感,这是明显的; 2,输入电压,如果设计不是很连续,则在高压时进入DCM状态,DCM时由于电流没有后面的平台,漏感影响更显著. 改进方法:1,变压器工艺,让功率比较大,电压比较低的绕组最靠近初级,其漏感最小,电压比较高,功率比较小的远离初级,这样就增加了其漏感.2,电路方法,电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感,人为增加其漏感,这样电流的变化率就接近于主输出,电压就稳定.3,电压相近的输出,如:3.3V 5V,按我们的解释其漏感应该差别很小,这时就要把这两个绕组绕在同一层里面,甚至有时候5V要借用3.3的绕组,也就是所谓的堆叠绕法,来保证其漏感比.
另外有时候电压不平衡是由于算出的匝数不为整数造成的,如半匝,当然半匝是有办法绕的,但半匝的绕法也是很危险的(可参考其他资料),这是我们可以通过二极管的压降来调整,如12V用7匝,5V用3匝,如果发现12V偏高,则12V借用5V的3匝,但剩下的4匝的起点从5V输出的整流管后面连接,则12V的整流管的压降为两组输出整流管的压降和,如:0.5(5V)+0.7(12V)=1.2V,另外12V输出负载变化时,其电流必然引起5V 整流管的压降变化,也就是5V输出变化,而5V的变化会通过反馈调整,这样也间接控制了12V.
1、关于匝比平方的问题是这样的:电感值L=匝数的平方*AL(磁芯的电感因子).本质上还是
电感量的问题.能量:P=1/2LI^2.
2、漏感随便怎么调,如果不采取稳压措施一个绕组的负载状态(I)都会影响另一绕组.(个
人观点)
1.你说的问题是电感的电感量,而漏感是不遵守这个规律的,你可以把其他组的电压,电流,漏感
等效到一组,然后
就看到我的结论,只有每个绕组的电流上升率一样时,理论上电压就不会再随负载而变化.
2.因为漏感受很多因素的影响,不可能完全调整到理想状态,所以实际上一个绕组还会影响另
一个绕组,但可以把这个影响减到实际产品可应用的水平,而不需要加二次稳压.
这个指的是每路输出的实际功率是看其负载的大小,而我说的是交叉稳定性,是两个事情,交叉稳定性不好时,其电压值在负载大小变化时变化很大.
从一个朋友的角度我建议你还是先去多学点东西,再来发帖.
其实这是一个改进交叉调整率的方法之一,并不矛盾.其实还有很多方法来改进交叉调整率,如减小RCD电路的电阻,但会造成很大的耗能,所以没列在里面,还有能量再生绕组,它是把能量反送会电网,属于反激软开关的类型之一.你写了这么多,其实我看的出来,你压根就没理解我的说法.我已经告诉你怎么去把结果推出来,为何不去实验以下,你说我的方法无法实现,为何不照我由此推出的改进方法去试一下,实际上我
已经帮很多人用此方法改进了交叉调整率,特别是在DVD,DVR,DVB里面.我将不再回复此帖,信不信由你.
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
2019年反激式开关电源设计大全
前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东
一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理
图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM
模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图
反激式电源设计及应用 变压器有两种绕法:顺序绕法和夹层绕法.这两种绕法对EMI和漏感有不同的影响. 顺序绕法一般漏感为电感量的5%左右,但由于初,次级只有一个接触面,耦合电容较小,所以EMI 比较好. 夹层绕法一般漏感为电感量的1-3%左右,但由于初,次级只有两个接触面,耦合电容较大,所以EMI 比较难过.一般30-40W以下,功率不大,漏感能量还可以接受,所以用顺序绕法比较多,40W以上,漏感的能量较大,一般只能用夹层绕法. 变压器的漏感主要与哪些因素有关 绕组顺序:夹层绕法一般是先初级,后次级的1/2-1/3. 变压器形状:长宽比越大的变压器漏感越小. 先初級1/2-次級-初級1/2,大家叫這為三明治繞法 夹层?好象是先原边的二分之一,再逼边,再原边的二分之一吧! (1)变压器由于绕制造成的耦合电容偏差对变压器有那些指标有影响? (2)如你所说,顺序绕法露感较大,耦合电容较小,EMI较好,怎样从理论上解释耦合电容小EMI小这一问题?当然我想你这是从变压器本身来说的,从整个电源来说,漏感较大的话,整个产品的EMI 是不好的.所以我到认为,漏感的因素比耦合电容更能引起EMI难过,我这样说有道理吗? (3)在提到屏蔽层时,我有点不明白屏蔽绕组在变压器中是怎样设计的? 耦合电容是最大的共模干扰传导途径.
漏感产生的干扰频率比较低,也容易处理 这个电容到底起到什么作用?
通常的隔离变换器中,在原边和副边需接一个或两个耐高压隔离电容,通常也很小,这个电容到底是起到什么作用呢?事实也是,如果这个电容取得不当,会影响到输出噪声指标?不知cmg老哥对这个电容怎么看?还有就是这个电容连接到原副边,是接两个地呢,还是接输入地端和输出正端...? 并不是说不能用三名治饶,功率稍微大一点也只能用这个方法.否则漏感太大.
只是干扰大小的问题,当然在小功率的时候有更多的考虑,比如取消共摸电感,来降低成本. 我发现个有趣的问题,以前我也一直是认为更小的耦合电容对EMI有更多的好处.但我在最近的实验中发现当我把漏感控制在0.5%-0.8%时,整机电源的效率显著上升,再测传导和辐射发现原本辐射超过标准2个DB变成留有6.4DB余量. (说明:电源输出电压19V,功率75w.采用四段式绕法) 漏感小后,MOS关断时D-S端的震荡波形的幅度会减小,而这是最重要的干扰源,小了干扰能量会降低. 在反激式开关电源中,变压器相当于电感的作用.在开关管导通时,变压器储能,开关管关断时,变压器向次级释放能量.那么功率由开关管导通电流确定还是电感量确定? 在反激开关电源变压器设计时,如何计算变压器的气隙? 能否详细介绍开关电源的斜率补偿的作用,原理? 功率既不是由电感量确定,也不是由开关管确定,是由你的需要确定. 一般程序是这样,由功率和经验效率确定变压器的型号,也可以由“AP”等书上介绍的方法确定变
反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:
反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 二．反激式开关电源实际电路的主要部件及其作用三．反激式开关电源电路各主要器件的参数选择四．反激式开关电源pcb排板原则 五．变压器的设计 六．反激式开关电源的稳定性问题
反激式开关电源原理与工程设计 一．反激式开关电源的原理分析 1.反激式开关电源电路拓扑 2.为什么是反激式 a.变压器的同名端相反 b.利用了二极管的单向导电特性 3.电感电流的变化为何不是突变 电压加在有电感的闭合回路上，流过电感上电流不是突变
的，而是线性增加。 愣次定律： a.当电感线圈流过变化的电流时会产生感生电动势，其大 小于与线圈中电流的变化率成正比； b.感生电动势总是阻碍原电流的变化 4.变压器的主要作用与能量的传递 理想变压器与反激式变压器的区别 反激式变压器的作用 a.电感（储能）作用 遵守的是安匝比守恒（而不是电压比守恒） 储存的能量为1/2×L×Ip2
b.限流的作用 c.变压作用 初次级虽然不是同时导通，它们之间也存在电压转换关系，也是初级按匝比变换到次级，次级按变比折射回初级。 d.变压器的气隙作用 扩展磁滞回线，能使变压器更不易饱和 磁饱和的原理 图 电感值跟导磁率成正比,
导磁率=B/H B是磁通密度 H是磁场强度 简单一点,H跟外加电流成正比就是了，增加电流,磁流密度会跟着增加, 当加电流至某一程度时,我们会发现,磁通密度会增加得很慢, 而且会趋近一渐近线.当趋近这一渐近线时,这时的磁通密度,我们就称為饱和磁通密度,电感值跟导磁率成正比,导磁率=B/H B是磁通密度,H是磁场强度(电流增加,H会增加.) H会增加,但B不会增加, 导磁率变化量会趋近零啦! 电感值跟导磁率变化量成正比, 导磁率变化量趋近零,那电感值会是多少? 零 5.开关管漏极电压的组成 a. 高压为基础部分 b. 折射回来的电压部分 c. 漏感产生的尖峰部分 波形
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，但也不能一概而论，PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。 占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗，时就没有再增大占空比的意义了，
反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。 电源中遇到の零极点。
注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。 二电源控制环路常用の3种补偿方式。 （1） 单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。
（2） 双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。 （3） 三极点，双零点补偿。适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。 三，环路稳定の标准。 只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。 但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。如下图所示具体关系。
所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。如下图所示：
这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。 四，如何设计控制环路？ 经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。我们の前提就是假设主功率部分已经全部设计完成，然后来探讨环路设计。环路设计一般由下面几过程组成： 1）画出已知部分の频响曲线。 2）根据实际要求和各限制条件确定带宽频率，既增益曲线の0dB频率。 3）根据步骤2）确定の带宽频率决定补偿放大器の类型和各频率点。使带宽处の曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路の频响曲线。 上述过程也可利用相关软件来设计：如pspice, POWER-4-5-6. 一些解释：
基于U C3845的反激式开关电源设计 时间：2011-10-2821:40:13来源：作者： 引言 反激式开关电源以其结构简单、元器件少等优点在自动控制及智能仪表的电源中得到广泛的应用。开关电源的调节部分通常采用脉宽调制（PWM）技术，即在主变换器周期不变的情况下，根据输入电压或负载的变化来调节功率MOSFET管导通的占空比，从而使输出电压稳定。脉宽调制的方法很多，本文中所介绍的是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片UC3845。该芯片是专为离线的直流至直流变换器应用而设计的。其主要特点是具有内部振荡器、高精度误差比较器、逐周电流取样比较、启动电流小、大电流图腾柱输出等，是驱动MOSFET的理想器件。 1UC3845简介 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图1所示。 图1UC3845芯片管脚图 1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5V）进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A. 7脚：正电源脚。 8脚：Vref，5V基准电压，输出电流可达50mA. 2设计方法 如图2为基于UC3845反激式开关电源的电路图，虚线框内为UC3845内部简化方框图。 1）启动电压和电容的选择 交流电源115VAC经整流、滤波后为一个纹波非常小的直流高压Udc,该电压根据交流电源范围往往可得到一个最大Udcmax，一和最小电压Udcmin。 当直流输入电压大于144V以上时，UC3845应启动开始工作，启动电阻应由线路直流电压和启动所需电流来确定。 根据UC3845的参数分析可知，当启动电压低于8.5V时，UC3845的整个电路仅消耗lmA的电流，即UC3845的典型启动电压为8.5V,电流为1mA.加上外围电路损耗约0.5mA,即整个电路损耗约1.5mA.在输入直流电压为最小电压Ddcmmn时，启动电阻Rin的计算如下： 图2基于UC3845反激式开关电源的电路图 启动过程完成后，UC3845的消耗电流会随着MOSFET管的开通增至100mA左右。该电流由启动电容在启动时储存的电荷量来提供。此时，启动电容上的电压会发生跌落到7.6V以上，要使UC3845fj~
第一章设计的基本要求 题目：反激型开关电源电路设计 （1）注意事项： ①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。 ②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。 （2）主要技术数据 1、交流输入电压AC220V，波动±50%； 2、直流输出电压5V和12V； 3、输出电流1.5A和200mA； 4、输出纹波电压≤0.2V； 5、输入电压在±50%范围之间变化时，输出电压误差≤0.03V （3）设计内容： 1、开关电源主电路的设计和参数选择 2、IGBT电流、电压额定的选择 3、开关电源驱动电路的设计 4、开关变压器设计 5、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图 6、电路仿真分析和仿真结果
第二章主电路的原理 2.1 总体方案的确定 输入—EMI滤波—整流(也就一般的AC/DC类似全桥整流模块)—DC/DC模块(全桥式DC—AC—高频变压器—高频滤波器—DC)—输出。系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC 变换部分，以及负载部分，其中整流滤波和DC—DC变换器构成开关稳压电源。整流电路是直流稳压电路电源的组成部分。整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。直流/直流转换电路，是整个开关稳压电源的核心部分。开关稳压电源的基本原理框图如图2.1所示。 图2.1 开关稳压电源基本原理框图
2.2 反激型电路原理 反激型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式，值得注意的是，反激型电路工作于电流连续模式时，其变压器磁芯的利用率会显著下降，因此实际使用中，通常避免该电路工作于电流连续模式。其电路原理图如图2.2所示。 图2.2 反激型电路原理图 工作过程：当S 导通时，电源电流流过变压器原边，1i 增加，其变化为11//W U dt di s =， 而副边由于二极管VD 的作用，2i 为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当S 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流2i 在反激作 用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//W U dt di o =， 此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。
反激式开关电源设计的 思考六 Company number：【WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998】
反激式开关电源设计的思考六（变压器设计实例）作者熊日期 2008-10-26 14:55:0 0 反激式开关电源设计的思考六 －变压器设计实例 已知条件： 输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／ 2) 12V／ 3) 24V／ PWM控制论芯片选用UC2842， 开关频率：50KHz 效率η：80％ 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到； 算得Po＝5×+12×+24×= W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V
N＝210／(12+1)＝取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝×103 （mm4） 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知
通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝= 4、计算初级匝数Np 5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L
7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝ 3）、匝数： ＝U／Te ＝（＋）／ ＝取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／
反激式开关电源设计资料 前言 反激式开关电源的控制芯片种类非常丰富，芯片厂商都有自己的专用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH 等等。虽然控制芯片略有不同，但是反激式开关电源的拓扑结构和电路原理基本上是一样的，本资料以UC3842为控制芯片设计了一款反激式开关电源。 单端反激式开关稳压电源的基本工作原理如下： D1 T R L 图1 反激式开关电源原理图 当加到原边主功率开关管Q1的激励脉冲为高电平使Q1导通时，直流输入电压V IN加载原边绕组N P两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管D1反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使Q1截止时，原边绕组N P两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后存储在变压器中的磁能向负载传递释放。因单端反激式电源只是在原边开关管到同期间存储能
量，当它截止时才向负载释放能量，故高频变压器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。因此又称单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”。 学习了反激式开关电源的工作原理之后，我们可以自行设计一款电源进行调试。开关电源是一门实验科学，理论知识的学习是必不可少的，但是光掌握了理论知识是远远不够的，还要多做实验，测试不同环境不同参数下的电源工作情况，这样才能对电源有更深的认识。除此之外，掌握大量的实验数据可以对以后设计电源和电源的优化提供很大帮助，可以更快速更合理的设计出一款新电源或者排除一些电源故障。通过阅读下面的章节，可以使你对电源从原理理解到设计能力有一个快速的提升。
第一章 电源参数的计算 第一步，确定系统的参数。我们设计一个电源首先要确定电源工作在一个什么样的环境，比如说输入电压的范围、频率、网侧电压是否纯净，接下来是电源的输出能力包括输出电压、电流和纹波大小等等。先要确定这些相关因素，才能更好的设计出符合标准的电源。我们在第二章会详细介绍如何利用这些参数设计电源。 输入电压范围（V line min 和V line max ）； 输入电压频率（f L ）； 输出电压（V O ）； 输出电流（I O ）； 最大输出功率 （P 0）。 效率估计（E ff ）：需要估计功率转换效率以计算最大输入功率。如果没有参考数据可供使用，则对于低电压输出应用和高电压输出应用，应分别将E ff 设定为0.8~0.85。 利用估计效率，可由式（1-1）求出最大输入功率。 O IN ff P P E = （1-1） 第二步：确定输入整流滤波电容（C DC ）和DC 电压范围。 最大DC 电压纹波计算： max DC V ?= （1-2） 式（1-2）中，D ch 为规定的输入整流滤波电容的充电占空比。其 典型值为0.2。对于通用型输入（85~265Vrms ），一般将max V DC ?设定为
目录 第一章课程设计的目的 2 第二章课程设计的要求 2 第三章主电路原理 4 第四章变压器的设计9 第五章器件选型15 第六章仿真及结果20 总电路图28 心得体会29 参考文献30
第一章、课程设计的目的 通过开关电源技术的课程设计达到以下几个目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献 资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 第二章、课程设计的要求 1. 题目 题目：反激型开关电源电路设计 注意事项： ①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。 ②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。 设计装置（或电路）的主要技术数据 主要技术数据
1、交流输入电压AC95~270V； 2、直流输出5V，1A； 3、输出纹波电压≤0.2V； 4、输入电压在95~270V之间变化时，输出电压误差≤0.03V； 设计内容： 开关电源主电路的设计和参数选择 IGBT电流、电压额定的选择 开关电源驱动电路的设计 开关变压器设计 画出完整的主电路原理图和控制电路原理图 电路仿真分析和仿真结果 2.在整个设计中要注意培养灵活运用所学的电力电子技术知 识和创造性的思维方式以及创造能力 要求具体电路方案的选择必须有论证说明，要说明其有哪些特点。主电路具体电路元器件的选择应有计算和说明。课程设计从确定方案到整个系统的设计，必须在检索、阅读及分析研究大量的相关文献的基础上，经过剖析、提炼，设计出所要求的电路（或装置）。课程设计中要不断提出问题，并给出这些问题的解决方法和自己的研究体会。设计报告最后给出设计中所查阅的参考文献最少不能少于5篇，且文中有引用说明，否则也不能得优）。 3.在整个设计中要注意培养独立分析和独立解决问题的能力 要求学生在教师的指导下，独力完成所设计的系统主电路、控制电路等详细的设计（包括计算和器件选型）。严禁抄袭，严禁两篇设计报告基本相同，甚至完全一样。 4.课题设计的主要内容是 主电路的确定，主电路的分析说明，主电路元器件、变压器的计算和选型，以及控制电路设计。报告最后给出所设计的完整电路图，
1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，
电力电子技术课程设计报告
单端反激式单路输出开关电源 一、设计任务及要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的单端反激式开关电源。我们设计的反激式开关电源的输入是180V，输出是10V。要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算，完成电路的焊接任务，并具有1A的带负载能力以及过流保护功能。 二、设计原理及思路 1、反激变换器工作原理 假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作下： （1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。 （2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。 U o 图 1 反激变换器的原理图 反激变换器的工作过程大致可以看做是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次Q导通之前，副边已将磁路的储能放光，即副边电流变为零，则称变换器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变换器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。
反激式开关电源设计 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁
能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 王佰营徐丽红 w https://www.doczj.com/doc/f99192688.html, “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
华侨大学厦门工学院毕业设计(论文)开题报告系：电气系专业班级：11级电气1班 姓名 曾俊杰 学号 1102101042 指导 教师 王国玲 职称 学历 副教授 课题名称 单管反激式直流变换器研究 毕业设计（论文）类型（划√） 工程设计 应用研究 开发研究 基础研究 其他
√ 本课题的研究目的和意义： 目的：高效反激式开关电源以其电路抗干扰、高效、稳定性好、成本低廉等许多优点，特别适合小功率的电源以及各种电源适配器，具有较高的实用性。随着电力电子技术的发展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。 意义：在开关电源设计初期，采用的都是分立元件，集成度很低，大部分电路只能在PCB 版上实现，极大的限制了小型化实现的可能。而且大量器件暴露在外，也影响了系统的稳定性。近年来，为了实现更高的效率和更小的体积，开关电源的工作频率有了很大的提高。高工作频率能够减小外围电感和电容的大小，从而减少系统的体积。 文献综述（国内外研究情况及其发展）： 随着电力电子技术的发展，开关电源的应用越来越广泛。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源由于具有线路简单，所需要的元器件少，能够提供多路隔离输出等优点。开关电源是通过开关管关断和导通实现电压和电流变换的装置，亦称无工频变压器的电源，利用体积很小的高频变压器来实现电压变化及电网隔离。开关电源具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点，代表着当今稳压电源的发展方向，已成为稳压电源的主导产品。 随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。反激变压器的设计是一个难点，其往往导致电源设计周期延长。随着PI公司生产的以TOPSwitch为代表的新一代单片开关电源的问世，以上诸多问题都得到了很好的解决。应用TOPSwitch-HX 设计开关电源，不仅器件更少，结构更简单，发热量更少，工作更可靠，采用该系列芯片已成为一种高效的反激式开关电源设计方案。1977年国外首先研制成脉宽调制(PWM)控制器集成电路，美国Motorola 公司、Silicon General 公司、Unitrode 公司等相继推出一系列PWM 芯片。近些年来，国外研制出开关频率达1MHz 的高速PWM、PFM 芯片。第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。1994 年，美国电源集成公司(Power Integrations)在世界上率先研制成功三端隔离式PWM型单片开关电源，其属于AC/DC电源变换器。之后相继推出TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch 等系列产品。意-法半导体公司最近也开发出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B 等中、小功率单片电源系列产品，并得到广泛应用。 本课题的主要研究内容（提纲）和成果形式： 1.复习、自学模拟电子技术、电力电子技术、自动控制理论、电路的仿真等方面有关书籍，理解掌握电路仿真软件的使用，如Pspice、Saber等。 2.重点学习Buck-Boost型功率变换器与反激式功率变换器的基本原理、功率电路与控制电路的设计方法与实现，控制电路的稳定性设计等。