万方数据
万方数据
万方数据
直扩系统的同步有以下几种：
（１）伪随机码同步。只有完成这一同步后，才可能使相关解扩后的有用信号落人中频相关滤波器的通频带内。
（２）位同步。实际上包括伪随机码的切普同步和输出信息的码元定时同步。
（３）帧同步。提取帧同步后，就可提取帧同步后面的信息。
（４）载波同步。直扩系统多采用相干检测，载波同步后，可为解调器提供同步载波；另一方面，保证解扩后的信号落人中频频带内。
后面的三种同步与一般通信系统基本相同，这里主要讨论伪随机码的同步。
一般的同步可分为两步进行：
（１）初始同步，或称粗同步、捕获。它主要解决载波频率和码相位的不确定性，保证解扩后的信号能通过相关器后面的中频滤波器，这是所有问题中最难解决的问题。当同步已经建立时，通常可以根据已得到的定时信息建立后面的同步。通常的工作方式是所谓的冷启动，就是并没有关于定时的预先信息，或只知道极少的信息，并不知道与所要发射机或接收机同步的合适的时间结构。捕获过程中要求码相位的误差小于１比特（切普）。
（２）跟踪，或称精同步。在初始同步的基础上，使码同步的误差进一步减小，保证本地码的相位一直跟随接收到的信号码的相位，在一规定的允许范围内变化，之中自动调节相位的作用过程就称为跟踪。
跟踪与一般的数字通信系统的跟踪类似，关键还是在第一步——捕获。
在直扩同步的跟踪中一旦扩频接收机与接收信号同步后，就必须使它这样工作下去：应保持锁定，用本地码准确的跟踪输入信号的伪随机码，为解扩提供必要的条件；对同步隋况不断监测，一旦发现失锁，应返回捕获状态，重新同步。跟踪的基本方法是利用锁相环来控制本地码的时钟相位，常用的跟踪环是延迟锁定环（ＤＬＬ—ＤｅｌａｙＬｏｃｋＬｏｏｐ），另一种称为下一抖动环（ＴａｎＤｉｔｈｅｒＬｏｏｐ）。
５、程序仿真
５．１直接序列扩频通信系统仿真
第一步，先采用较少的码元数搭建直扩系统
信息码的频率设为５０ｋＨｚ，采样频率设为４０ＭＨｚ。假设信源信息码的总长度为２０，则每个信息码内含４０ＭＨｚ／５０ｋＨｚ＝８００个采样点。通过ｓｉｇｎ函数，把２０个（０，１）区间内的随机数变成２０个只用“１”与“一１”表示的信息码，而后再通过一个循环，对每一个信息码采样８００次，共生成１６０００个采样点，每个点之问的间隔为０．０２５ｓ。
程序如下：
ｃｏｄｅ＿ｌｅｎｇｔｈ＝２０；％信息码元个数
Ｎ＝ｌ：ｃｏｄｅ＿ｌｅｎｇｔｈ；
ｒａｎｄ（’ｓｅｅｄ’，０）；
ｘ＝ｓｉｇｎ（ｒａｎｄ（１，ｃｏｄｅ—ｌｅｎｇｔｈ）一０．５）；％信息码
ｆｏｒｉ＿１：２０
ｓ（（１＋（ｉ一１）术８００）：ｉ：｝＝８００）＝ｘ（ｉ）；％每个信息码元内含ｆｓ／ｆ＝８００个采样点
ｅｎｄ
生成的信息码的波形图如图２所示。
图２信息码波形
伪随机码频率设为５ＭＨｚ，信息码频率为５０ｋＨｚ，所以每个信息码内包含５ＭＨｚ／５０ｋＨｚ＝１００
ｋ●●＾
，＾．＾…Ｊ＾：……一
万方数据
个伪码。通过调用一个产生Ｉ＇ｌｌ序列的子函数ｇｅｎ—
ｅｒａｔｅ＿ｍ，与一个长度为２０×１００的循环，就得到了
伪随机序列ＰＮ码。
程序如下：
％产生伪随机码
ｌｅｎｇｔｈ＝１００＊２０；％伪码频率５ＭＨｚ，每个信息码内含
５ＭＨｚ／５０ｋＨｚ＝１００个伪码
ｘ＿ｃｏｄｅ＝ｓｉｇｎ（ｇｅｎｅｒａｔｅ＿ｍ（５１１，１，ｌｅｎｇｔｈ）一０．５）；％把０，ｌ
序列码变换为一１，１调制码
ｆｏｒｉ＝ｌ：２０００
ｗｃｏｄｅ（（１＋（ｉ一１）木８）：ｉ木８）＝ｘ』ｏｄｅ（ｉ）；％每个伪码码
元内含８个采样点
图４扩频码ｅｎｄ５所示。
生成的ＰＮ码波形经放大后，如图３所示。
图３伪码’（ＰＮ）局部放大图
将信息码ｓ的１６０００个采样点与ＰＮ码ｗ＿ｃｏｄｅ的１６０００个点对应相乘，就得到了扩频码。基于与上图同样的原因，我们也是放大截取了部分图形，如图４所示。
程序如下：
％扩频
ｋ＿ｃｏｄｅ＝ｓ．＊ｗ＿ｃｏｄｅ；％ｋ—ｃｏｄｅ为扩频码
ＰＳＫ调制。先要产生载波，一个载波周期内含八个采样点，经过２０００次循环，生产１６０００个对载波的采样点，然后与扩频码ｋｃｏｄｅ对应点相乘，就得到了ＰＳＫ调制后的波形。放大后截取部分波形如图
ｋ●●＾，Ｌ…＾．．＾：……，—＾
图５ＰＳＫ调制后的波形局部放大
程序如下：
％调制
ｆｏｒｉ＝ｌ：２０００
ＡＩ＝２；
ｄｔ＝ｆｓ／ｆ０；
ｎ＝０：ｄｔ／７：ｄｔ；％一个载波周期内采样八个点
ｃＩ＝ＡＩ木ｃｏｓ（２术ｐｉ木ｆ０木ｎ／ｆｓ）；
ｓｉｇｎａｌ（（１＋（ｉ一１）术８）：ｉ幸８）＝ｋ—ｃｏｄｅ（（１＋（ｉ—Ｉ）水８）：ｉ芈８）．术ｃＩ；ｅｎｄ
解调相当于调制的逆过程，产生与载波同频同相的本振，再通过低通滤波器，去掉高频分量，为下
一步解扩做好了准备。 万方数据
程序如下：
％解调
ＡＩ＝Ｉ；
ｄｔ＝ｆｓ／ｆ０；
ｎ＝０：ｄｔ／７：ｄｔ；％一个载波周期内采样八个点
ｃＩ＝ＡＩ木ｃｏｓ（２术ｐｉ木ｆ０术ｎ／ｆｓ）；
ｆｏｒｉ＝ｌ：２０００
ｓｉｇｎａｌ＿ｈ（（１＋（ｉ－Ｉ）术８）：ｉ水８）＝ｓｉｇｎａｌ（（１＋（ｉ－１）术８）：ｉ木８）．术ｃＩ；
ｅｎｄ
％低通滤波（代通采样）
ｗｎ＝５１２０；％截至频率ｗｎ＝ｆｎ／（ｆｓ／２），这里的ｆｎ为信息码（扩频码）的带宽５Ｍ
ｂ＝ｆｉｒｌ（１６，ｗｎ）；
Ｈ＝ｆｒｅｑｚ（ｂ，１，１６０００）；
ｓｉｇｎａｌ——ｄ＝ｆｉｈｅｒ（ｂ，１，ｓｉｇｎａｌ＿ｈ）；
接下来进行解扩。由于ＰＳＫ调制在解扩时要求伪码同步，故需要进行捕获与跟踪。因为在捕获与跟踪时，仅仅是对一个信息码内同步性的峰值做分析，并以此作为判断标准，所以还是不可避免地存在伪码同步误差，故解调出来的信息码很难与原信息码做到完全一致。从图形整体看，二者基本相同，如图６所示。
如果放大仔细观察，还是可以看到最后输出的信息码比信源信息码超前了８个点。如图７所示。
图６输出与输入对比
图７局部放大波形对比
５．２加入噪声后的直扩系统仿真
（１）噪声调幅干扰
广义平稳随机过程：
．，㈤＝ｆ＿配十Ｕｎ（ｔ）ｌｅＯＳｌｔＯｉｆ＋＜ｆ＇Ｊ（５—１）
称为噪声调幅干扰。其中，调制噪声Ｕｆｆ）为零均值，方差为仃。Ｌ，在区间［一Ｕ。∞］分布的广义平稳随机过程，咖为［０，２１Ｔ］均匀分布，且为与Ｕ㈣独立的随机变量，Ｕ。、∞为常数。
第二步，噪声调幅干扰。信息码元增加到１００个。
扩频码的产生与上述程序类似，这里不再重复。信息码增加到１００个，采样点数不变，则总点数增加到８００００个。ｗｇｎ（１，８００００，３）为高斯白噪声，ｎｏｉｓｅ为调幅噪声，与同样点数的载波相乘后加到调制好的扩频码上。图８为加入了调幅噪声后的传输波形，当然也是经过放大的。
加入噪声的程序如下：
ｇｓ＝１０ｅ６；
ｇｏ＝３０ｅ６；
ｄｔ＝ｇｓ／９０；
ｍ＝０：ｄｔ／１０：ｄｔ木（８０００－１１１０）；
ｃＩ＝ｃｏｓ（２术ｐｉ术ｇｏ水ｍ／ｇｓ）；
ｎｏｉｓｅ＝ｅＬ＊（１／４＋ｗｇｎ（１，８００００，３））；
％噪声调幅干扰
ｋ．．ｈ，＾．＾…Ｊ＾：……ｈ‘ 万方数据
Ｃｈｉｎａ
ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ
Ｉ…Ｈ巾国集成电路出田
●■—Ｉ—Ｉ－ｌ●－；—‘－，ｏ】一。
ｔｒａｎ＝５半ｓｉｇｎａｌ＋３．５术ｎｏｉｓｅ；ｇｓ＝１０ｅ６；
输出的扩频码与信源信息码存在偏差，如图９ｇＯ＝３０ｅ６：
所刁ｉ。ｄｔ＝ｇｓ／ｇＯ；
ｍ＝Ｏ：ｄｔ／ｌＯ：ｄｔ木（８０００－１／１０）；
ｎｏｉｓｅ＝ｃｏｓ（２术ｐｉ术ｇｏ木ｍ／ｇｓ＋２水ｐｉ水１／５术ｑｕａｄ（’ｗｇｎ（１．８００００．
３）’，０，０．３））；％噪声调频干扰
ｔｒａｎ＝ｓｉｇｎａｌ＋１．１８２＊ｎｏｉｓｅ；
图８加入调幅噪声后的传输波形
图９调幅干扰输出与输入波形对比
（２）噪声调频干扰
广义平稳随机过程：
删２【Ｉｃ叫％ｔ＋２们ｒＫ肌／ｏＵ（ｔ＇…十咖Ｊ（５—２）
称为噪声调频干扰，其中调制噪声ｕ“）为零均值、广义平稳的随机过程，咖为［ｏ，２订］均匀分布，且与ｕｎ）相互独立的随机变量，【，ｉ为噪声调频信号的幅度，∞为噪声调频信号的中心频率，ＫＭ为调频斜率。
加入噪声的程序如下：
ｋ●●＾，＾…＾…；……ｒｎ
ｎｏｉｓｅ为调频噪声，放大后的传输波形如图ｌｏ所示。
加入了噪声后，得到输出码与原信息码存在较
图１０加入调频噪声后的传输波形
大差异，主要是因为解扩时本地码不可避免地存在不同步现象，出现了大量毛刺。如图１１所示。
（３）相关干扰
图１１调频干扰输入与输出波形对比 万方数据
相关干扰是指一直扩系统受到其它网的扩频信扩频码经过与载波相乘后得到的ＰＳＫ调制波号的干扰。本文采用与搭建直扩系统同样的方式产
生另一扩频信号，作为相关干扰源，通过子程序ａｎ—
ｏｔｈｅｒ．ＩＴＩ产生，波形如图１２所示。
其信息码速率为１０ｋＨｚ，采样频率为１０ＭＨｚ，码
图１２相关干扰源的信息码
元个数为８０，则每个信息码内包含
ｌＯＭＨｚ／ｌＯｋＨｚ＝１０００个采样点。伪码频率为１ＭＨｚ，
则每个信息码内包含１ＭＨｚ／１０ｋＨｚ＝１００个伪码，每
个伪码内包含１０个采样点。ＰＮ码局部放大如图１３
所示。
信息码与伪码对应点相乘所得到的扩频码如图
１４所示。图１３相关干扰源的伪码（ＰＮ）局部放大
图１４相关干扰源的扩频码
形如图１５所示。值得一提的是，因为比主程序中的
信息码的采样点多，所以从ＰＳＫ调制波形上看，子
程序要比主程序的调制波形更完整。
把相关噪声加到信道中：
图１５相关干扰源在ＰＳＫ调制后的波形局部放大
ｔｒａｎ＝ａｎｏｔｈｅｒ＋ｓｉｇｎａｌ；％相关干扰
ｔｒａｎ为传输信号，其波形局部放大如图１６所示。
最后结果的局部放大如图１７所示。
６、直扩系统干扰效果评估
６．１理论分析
我们来分析相关解扩器输入输出信噪比的变 万方数据
ＣｈｉｎａＩｎｔｅｌ…Ｈ巾国集成电路
击啊■●＿
ｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ
“’”’
图１６加入相关干扰后的传输波形局部放大
圈１１邪八干目天十于兀后耵铜八与衙出披彤珂ＥＥ局郜】双大化。输入信号的功率为：
ＳＦ÷ｂｔ酬ｍ
输入噪声功率为：
Ｎ－－寺卜《ｍ）ｄ∞
输入干扰功率为
Ｊ－一击ｈｌ∞）№
其中ｑｆ∞）为五＠的功率谱密度，为
ＧＪｌ（ｍ）＝乏丢一Ｃａ（ｍ）４２耵８（ｍ一∞》＝ＪＧａ（ｍ—ｍｊ
由此可知，相关器的输入信噪比和信干比分别为
和
５』ｖ
Ｓ
ｊｌ
ｉ
Ｇｓｊ（ｍ）ｄ∞
Ｗ
３
Ｇｎｊ（ｔｏ）ｄｏ【，
Ｗ
ｉ
Ｇｓ｜（‘１））ｄｍ
Ⅳ
｜Ｇ｜ｊ（ｔｏ）ｃｌｔｏ
Ｗ
下面求输出信噪（干）比。信号分量输出功率为
Ｓ＿２÷／ＷＧｓ，ｊ（∞）ｄ∞
输出噪声功率为
Ｎ－２－善－／ｗｃ。ｌｔ（∞）ｄｍ
输出干扰功率为
?产六ｂｔ州ｍ
由此可得解扩器的输出信噪比和信干比分别为
和
５ｊｖ
Ｓ
１、
Ｇｓ，’（ｍ）ｄ‘１）
Ｗ
｜Ｇｓｔ
ｌ（ｃｏ）ｄｔｏ
Ｗ
因此，对噪声和干扰而言的系统处理增益分别为
ＣｐＦ鼗和
％＝辫
∞
ｄ∞ｑ
万方数据
万方数据
万方数据
扩频通信系统干扰及其仿真技术
作者：冯琦， FengQi
作者单位：西安电子科技大学
刊名：
中国集成电路
英文刊名：CHINA INTEGRATED CIRCUIT
年，卷(期)：2007,16(2)
被引用次数：2次
参考文献(10条)
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2.郑津.陈利学基于扩频技术的测井信号长距离传输系统的研究[期刊论文]-电子测量技术 2009(4)
本文链接：https://www.doczj.com/doc/068680484.html,/Periodical_zgjcdl200702019.aspx