M-PSK 调制在高斯信道
和Rayleigh 衰落信道中的平均误码率性能研究
1. 背景
MPSK - multiple phase shift keying 多进制数字相位调制，又称多相制，是二相制的推广。它是利用载波的多种不同相位状态来表征数字信息的调制方式，多进制数字相位调制也有绝对相位调制（MPSK ）和相对相位调制（MDPSK ）两种，在M 进制数字相位调制中，四进制绝对移相键控（4PSK ，又称QPSK ）应用较为广泛，它的优点是已调信号具有相对窄的功率谱和对放大设备没有线性要求,不足之处是其频谱利用率低于线性调制技术。1780年以后,四相绝对移相键控(QPSK)技术以其抗干扰性能强、误码性能好、频谱利用率高等优点,广泛应用于数字微波通信系统、数字卫星通信系统、宽带接入、移动通信及有线电视系统之中。
2. MPSK 调制解调基本原理
2.1 基本原理
一个MPSK 信号码元可以表示为
)cos()(0k k t A t S θω+= M k ,,2,1 =
式中：A 为常数；k θ为一组间隔均匀的受调制相位，其值取决于基带码元的取值。所以它可以写为
)1(2-=
k M
k π
θ M k ,,2,1 =
通常M 取2的某次幂：
k M 2= 为正整数k
在后面的分析中，为了不失一般性，可令其中的A=1，然后将MPSK 信号码元表示为
t b t a t t s o k k k k ωωθωsin cos )cos()(00-=+=
式中：k k k k b a θθsin ,cos ==。
上式表明，MPSK 信号可以看作是由正弦和余弦两个正交分量合成的信号。
它们的振幅分别是k a 和k b ，并且122
=+k k b a 。这就是说，MPSK 信号码元可以看做
是两个特定的MASK 信号之和。 2.2 QPSK 调制原理框图 2.2.1相乘电路调制
图2—1相乘电路产生QPSK法
图中输入基带信号A(t)是二进制不归零双极性码元，它被“串/并转换”电路变成两路码元a和b后，其每个码元的时间是输入码元的的2倍。这两路并行码元分别用以和两路正交载波相乘。
2.2.2 QPSK矢量的产生（b方式）
图2—2 QPSK矢量的产生
图中a（1）和a(0)分别表示a路信号码元二进制的“0”、“1”。b(1)和b(0）分别表示b路信号码元二进制的“0”、“1”。这两路信号在相加电路中相加后得到输出矢量是s（t），每个矢量代表2bit,如图中实线所示。
上述二进制信号码元“0”和“1”在相乘电路中与不归零双极性矩形脉冲振幅的关系如下：
二进制码元“1”双极性脉冲“+1”；
二进制码元“0”双极性脉冲“-1”。
2.3.1 QPSK解调框图
QPSK解调过程原理图如下图所示：
S(t) A(t)
图2—3 QPSK 信号解调原理方框图
由于QPSK 信号可以看做是两个正交2PSK 信号的叠加，所以用两路正交的相干载波去解调，可以很容易地分离这两路正交的2PSK 信号。相干解调后的两路并行码元a 和b ，经过并/串变换后，成为串行数据输出。
3. 两种信道中平均误码率的分析推导过程
3.1 高斯信道下的平均误码率
MPSK 信号码元表达式为
t b t a t t s o k k k k ωωθωsin cos )cos()(00-=+=
式中:k k k k b a θθsin ,cos ==。 可知，当QPSK 码元的相位k θ=045时，
21==k k b a
所以信号码元相当于是互相正交的2个2PSK 码元，其幅度分别为接收信号幅度的1
2。另一方面，接收信号和加性高斯白噪声之和为
)()cos()(t n t A t r o ++=θω
式中：t t n t t n t n c s c c ωωsin )(cos )()(-=；n （t ）的方差为2
n σ，噪声的两个
正交分量的方差为2
22
n s c
σσσ==。
若把此QPSK 信号当作两个2PSK 信号分别在两个相干检测器中解调时，只有
和2PSK 信号同向的噪声才有影响。由于误码率决定于各个相干检测器输入的信
噪比，而此处的信号功率为接收功率的1/2倍，噪声功率为2
n σ。若输入信号的
信噪比为r ，则每个解调器输入端的信噪比将为r/2。因为2PSK 相干解调的误码率为
r erfc P e 2
1
=
其中r 为解调器输入端的信噪比，现在用r/2代替r,所以QPSK 的误码率
相乘 相乘 π/2
低通 载波提取
低通 抽判
定时抽取 抽判
并/串
22
1
r erfc P e =
即正确概率为[22
1
1r erfc -],因为只有两路正交的相干检测都正确，才能保证
QPSK 信号的解调输出正确，所以QPSK 信号解调错误的概率（即误码率）为
2]22
1
1[1r erfc P e --=
当M 较大时，MPSK 误码率公式可以近似写为
)sin (M
r erfc P e π
≈
3.2 Rayleigh 衰落信道下的误码率
发送信号一般可以表示为
])(Re[)(21t f j c e t S t S π=
假设存在多条传播路径，以及和每条路径有关的随时间变化的传播延时和衰减因子。接收的带通信号为
∑-=)]([)()(t t s t t x n n τα
其中，)(t n α和)(t n τ分别为第n 条传播路径上接收信号的衰减因子和传播延时。 将s(t)代入上式
}])]([)(Re{[)(2)(21t f j n
t f j n n c n c e e t t s t t x πτπτα∑--=
由上式可知，等效低通接收信号为
∑--=n
t f j n n n c e t t s t t x )(211)]([)()(τπτα
因为)(1t x 是等效低通信道对等效低通信号)(1t s 的响应，所以，等效低通信号可以用如下时变脉冲描述
∑--=n
t f j n n n c e t t t t c )(2)]([)();(τπτδατ
当脉冲响应);(t c τ为零均值复高斯过程时，任何时刻t 的包络);(t c τ是瑞利分布的，该信道就为瑞利衰落信道。
假设信道是频率非选择性的，且是慢衰落的，则信号所有频率分量在通过信道传输时受到相同的衰减和相移，且信道衰减和相移至少在一个信号传输间隔内基本固定不变。因此，若发送信号为)(1t s ，在一个信号传输间隔内的等效低通接收信号为
)()()(11t z e t s t x j +=-φα T t ≤≤0
其中，)(t z 表示恶化信号的高斯白噪声过程。
假设信号衰落足够慢，以至于相移φ能够从接收信号中无误差的估计出来，
由此可以实现接收信号的相干检测。接收信号可以用一个匹配滤波器来处理信号，固定信道，即固定衰减α，其差错率为
???
? ?
?=02N
Q P b
e ε 将上面的差错率改为下面的形式
()
b b Q P γ2=
其中，02/N b b εαγ=。
将上式作为差错率，其条件是α为固定不变的。为了得到α随机变化时的差错率，必须将()b b P γ对b λ的概率密度函数求平均，既要计算如下积分
()()b b b b b d P P P γγγ?∞
=0
其中，()b b P γ是α为随机变量时b γ的概率密度函数。
因为α服从瑞利分布，有瑞利分布和2χ分布的关系可知，2α服从2χ分布。
2α是具有两个自由度的2χ分布，因此b γ也是2χ分布。由2χ分布PDF 的表达式
可以写出b γ的PDF 表达式
()b b e P b
b b γγγγ/1
-=
0≥b γ
其中，b γ是平均信噪比。()
2αE 是2α的平均值。
()
20
αεγE N b
b =
将上式代入b P 的表达式进行积分
???
? ??+-
=b b b P γγ1121 上面的差错率表达式是假定在慢衰落时得到的，相移估计是无噪的情况下得到的，这是在瑞利衰落时可能得到的最好性能。
4. 仿真
4.1操作过程
把自己编写的function 函数和主函数放在同一个文件夹diaoyonghanshu 中，如下图：
打开Matlab，在current folder中打开文件夹diaoyonghanshu添加两个function函数，如下图：
然后在Matlab中运行QPSK_System_BER_Simulation.m，得到高斯信道和Rayleigh衰落信道波形图。
4.2 仿真结果
5.结论
1.高斯信道和瑞利衰落信道的误码率对比，由图可知瑞利衰落信道下的误码率比高斯信道下的误码率高。
2.随着信噪比的增大，高斯信道和瑞利衰落信道的误码率均降低。
3.相同信噪比时，高斯信道和瑞利衰落信道的实际误码率比理论情况下的误码率高。
参考文献
[1].樊昌兴. 通信原理（第六版）[M].北京:国防工业出版社，2006: 196-213
[2].万永革.数字信号处理的MA TLAB实现[M].北京：北京科学出版社
附录一：
function [pb,ps]=cm_sm32(snr_in_dB)
% [pb,ps]=cm_sm32(snr_in_dB)
% CM_SM3发现误码和误符号的概率
% snr_in_dB的给定值，信号以dB为单位的信噪比。
counter=0;
numofsymbolerror=0;
numofbiterror=0;
while (numofbiterror<100) %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% N=10000;
E=1; % 每个符号的能量
snr=10^(snr_in_dB/10); % 信噪比
sgma=sqrt(E/snr)/2; % 噪声方差
s00=[1 0]; s01=[0 1]; s11=[-1 0]; s10=[0 -1]; % 信号映射
% generation of the data source
for i=1:N,
temp=rand; % 0和1之间均匀分布的随机变量if (temp<0.25), % 概率小于1/4时，源极输出为“00”
dsource1(i)=0; dsource2(i)=0;
elseif (temp<0.5), % 概率小于1/2时，源极输出为"01"
dsource1(i)=0; dsource2(i)=1;
elseif (temp<0.75), % 概率小于3/4时，源极输出为"10"
dsource1(i)=1; dsource2(i)=0;
else % 其余，源极输出为"11"，与星座图对应dsource1(i)=1; dsource2(i)=1;
end;
end;
% 检测和计算误差的概率
for i=1:N,
% 在检测所接收的信号，对于第i个符号，方法是：
n=sgma*randn(1,2); % 正态分布，方差
if ((dsource1(i)==0) & (dsource2(i)==0)),
r=s00+n;
elseif ((dsource1(i)==0) & (dsource2(i)==1)),
r=s01+n;
elseif ((dsource1(i)==1) & (dsource2(i)==0)),
r=s10+n;
else
r=s11+n;
end;
% 相关指标如下计算
c00=dot(r,s00); c01=dot(r,s01); c10=dot(r,s10); c11=dot(r,s11);
% 在第i个符号的判定为下一次
c_max=max([c00,c01,c10,c11]);
if (c00==c_max), decis1=0; decis2=0;
elseif (c01==c_max), decis1=0; decis2=1;
elseif (c10==c_max), decis1=1; decis2=0;
else decis1=1; decis2=1;
end;
% 增加错误计数器，如果决定是不正确的
symbolerror=0;
if (decis1~=dsource1(i)), numofbiterror=numofbiterror+1; symbolerror=1;
end;
if (decis2~=dsource2(i)), numofbiterror=numofbiterror+1; symbolerror=1;
end;
if (symbolerror==1), numofsymbolerror=numofsymbolerror+1;
end;
end;
counter=counter+1;
end
ps=numofsymbolerror/(N*counter); % 误信率
pb=numofbiterror/(2*N*counter); % 误码率
附录二：
function [pb_rayleigh,ps_rayleigh]=rayleigh(snr_in_dB)
% [pb_rayleigh,ps_rayleigh]=rayleigh(snr_in_dB)
% CM_SM3发现误码和误符号的概率
% snr_in_dB的给定值，信号以dB为单位的信噪比。
counter=0;
numofsymbolerror=0;
numofbiterror=0;
while (numofbiterror<100) %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% N=10000;
E=1; % 每个符号的能量
snr=10^(snr_in_dB/10); % 信噪比
sgma=sqrt(E/snr)/2; % 噪声方差
s00=[1 0]; s01=[0 1]; s11=[-1 0]; s10=[0 -1]; % 信号映射
% generation of the data source
for i=1:N,
temp=rand; % 0和1之间均匀分布的随机变量if (temp<0.25), % 概率小于1/4时，源极输出为"00"
dsource1(i)=0; dsource2(i)=0;
elseif (temp<0.5), % 概率小于1/2时，源极输出为"01"
dsource1(i)=0; dsource2(i)=1;
elseif (temp<0.75), % 概率小于3/4时，源极输出为"10"
dsource1(i)=1; dsource2(i)=0;
else % 否则为"11"
dsource1(i)=1; dsource2(i)=1;
end;
% 检测和计算误差的概率
for i=1:N,
% the received signal at the detection, for the ith symbol,is:
m=raylrnd(0.7);
n=sgma*randn(1,2); % 正态分布，方差
if ((dsource1(i)==0) & (dsource2(i)==0)),
r=m*s00+n;
elseif ((dsource1(i)==0) & (dsource2(i)==1)),
r=m*s01+n;
elseif ((dsource1(i)==1) & (dsource2(i)==0)),
r=m*s10+n;
else
r=m*s11+n;
end;
% The correlation metrics are computed below
c00=dot(r,s00); c01=dot(r,s01); c10=dot(r,s10); c11=dot(r,s11);
% 相关指标如下计算
c_max=max([c00,c01,c10,c11]);
if (c00==c_max), decis1=0; decis2=0;
elseif (c01==c_max), decis1=0; decis2=1;
elseif (c10==c_max), decis1=1; decis2=0;
else decis1=1; decis2=1;
end;
% 如果决定是不正确的，增加错误计数器
symbolerror=0;
if (decis1~=dsource1(i)), numofbiterror=numofbiterror+1; symbolerror=1;
end;
if (decis2~=dsource2(i)), numofbiterror=numofbiterror+1; symbolerror=1;
end;
if (symbolerror==1), numofsymbolerror=numofsymbolerror+1;
end;
end;
couter=counter+1;
end
ps_rayleigh=numofsymbolerror/N; % 误信率
pb_rayleigh=numofbiterror/(2*N); % 误码率
% QPSK System Simulation %QPSK系统仿真echo on
SNRindB1=0:0.5:6; %仿真信噪比范围SNRindB2=0:0.1:6; %理论计算信噪比范围
for i=1:length(SNRindB1),
[pb,ps]=cm_sm32(SNRindB1(i)); %高斯信道下的模拟位和符号错误率smld_bit_err_prb(i)=pb;
smld_symbol_err_prb(i)=ps;
disp([ps,pb]);
echo off;
end;
echo on
for i=1:length(SNRindB1),
[pb_rayleigh,ps_rayleigh]=rayleigh(SNRindB1(i)); %瑞利信道下的模拟位
和符号错误率smld_bit_err_prb_rayleigh(i)=pb_rayleigh;
smld_symbol_err_prb_rayleigh(i)=ps_rayleigh;
disp([ps_rayleigh,pb_rayleigh]);
echo off;
end;
echo on;
for i=1:length(SNRindB2),
SNR=exp(SNRindB2(i)*log(10)/10); % 信噪比
theo_err_prb(i)=0.5*erfc(sqrt(SNR)); % 高斯信道的理论误码率x=1-sqrt(SNR./(1+SNR));
theo_err_prb_rayleigh(i)=x/2; % 瑞利信道下的理论误码率echo off;
end;
echo on;
% Plotting commands follow % 作图
grid on
semilogy(SNRindB1,smld_bit_err_prb,'*');
hold on
semilogy(SNRindB1,smld_symbol_err_prb,'o');
hold on
semilogy(SNRindB2,theo_err_prb);
hold on
semilogy(SNRindB2,theo_err_prb_rayleigh,'r');
hold on
semilogy(SNRindB1,smld_bit_err_prb_rayleigh,'r*');
hold on
semilogy(SNRindB1,smld_symbol_err_prb_rayleigh,'ro');
xlabel('信噪比(dB)');
ylabel('误码/符号率');
legend('bit error probability','symbol error probability','theory error probability'); title('BER performance of QPSK transmission scheme under AWGN and Rayleigh fading channel');
通信信道 □通信信道的组成 远程设备之间的数据链路称为通信信道、通信线路或通信链路。一条通信信道提供了在两至多点间传送数据的通道。通信信道可以由下述传输设备之一或它们的某种组合所组成： 1.电话线路 2.电报线路 3.卫星 4.激光 5.同轴电缆 6.微波 7.光纤 数据是按位(0、1信号)存储和传送的，信道速度是指每秒钟可以传输的位数，又称它为波特率。位/秒与波特率并不完全等同，但在实际使用时二者是通用的。 根据波特率一般可以将信道分成三类：次声级、声级和宽频带级。 1.次声级。次声级线路比电话线还低一级。通常，因硬件技术的限制使得每秒钟只能输出7个字符时才使用这种线路，但是目前已经很少，甚至没有这种需要了。 2.声级。这是常规的电话线路，其速率在600波特(位/秒)到9600波特之间。一条常规的电话线可以被“调节”以高达9600波特的速率传送数据，而且相当准确。当然随着这种能力的增加而必然带来用户成本相应提高。如果具体看声级线路速度，那么，一条具有1200波特速率的线路每秒钟大约可以传送120个字符。声级线路主要用于计算机与群控器之间的高速链路，但是它也能用于低速的、计算机到计算机的通信。 3.宽频带级。宽频带级信道具有超出1兆波特的容量，而且主要用于计算机到计算机的通信上。
□信道的种类 一个公司要为自己在费城与纽约之间架设一条同轴电缆线是不切实际的，更不用说是不合法的。同样，要建立自己的微波中继站或发射卫星也是不切实际的。鉴于这些原因，大多数公司都转向去租用公用的载波线路，例如，去租用美国电话电报公司(AT&.T)和西方联盟(Western Union)为他们的数据网络提供的信道。 一个公司可以在传输设备间租用一种永久的或半永久的连接线路(租用线)。永久线路是一天24小时都可使用的专用线。半永久的连线只给公司在每天的某9个小时使用权。租用线路的公司付费的多少取决于波特率的大小、距离的长短以及是永久的还是半永久的等因素。 拨号线路(又称为公用线或交换线路)是严格按时间和距离来记帐的。这跟打长途电话的收费办法一样。 私用线路由使用者自己安装、维护，而且其所有权也是属于使用者的。私用线是局部网的一部分，有时也称为一个“局部网”。一个局部网只限于一个大楼内或公司范围内的几座大楼之间。有时把一条完全专用的租用线也称为私用线。 另一种公司载波线路是增值网络(VAN)，VAN是一种“特殊的”公用载波。它可以使用也可以不使用公用载波设备，在每种情况下VAN都对网络起“增值”作用。在公用载波线路的标准服务之外，VAN还能进行电子邮件业务并允许在彼此不兼容的计算机之间进行通信。VAN不仅增加了服务项目，而且是以低速率来完成这些服务项目的。为了说明这一点，我们来考察下面的实例，美国广播公司(ABC)从公用载波线路中租用了一条从纽约到费城的速率为9600波特的专用线路。ABC只使用大约15%的线路容量。一个增值网络可以从同一个公用载波线路中租用同一条线路，并使用余下的(85%)的线路容量来为几个公司传输数据(这几个公司都要求建立纽约与费城之间的联系)。VAN 在线路的每一端都使用计算机来收集数据，并把这些数据重新发送至目的地。事实上，四五个公司共用同一条线路共同负担线路费用，而没有降低服务质量。
信道分类及其特点 根据通信的概念，信号必须依靠传输介质传输，所以传输介质被定义为狭义信道。另一方面，信号还必须经过很多设备(发送机、接收机、调制器、解调器、放大器等)进行各种处理，这些设备显然也是信号经过的途径，因此，把传输介质(狭义信道)和信号必须经过的各种通信 设备统称为广义信道。我们这里研究的是狭义上的信道，即信号的传输介质。 信道可分为两大类：一类是电磁波的空间传播渠道，如短波信道、超短波信道、微波信道、光波信道等；它们具有各种传播特性的自由空间，习惯上称为无线信道；另一类是电磁波的导引传播渠道。如明线信道、电缆信道、波导信道、光纤信道等。它们具有各种传输能力的导引体，习惯上就称为有线信道。 一、有线信道： 1、架空明线，即在电线杆上架设的互相平行而绝缘的裸线，它是一种在20世纪初就已经大量使用的通信介质。架空明线安装简单，传输损耗比电缆低，但通信质量差，受气候环境等影响较大并且对外界噪声干扰比较敏感，因此，在发达国家中早已被淘汰，在许多发展中国家中也已基本停止了架设，但目前在我国一些农村和边远地区受条件限制的地方仍有不少架空明线在工作着 2、双绞线电缆(TP)： 将一对以上的双绞线封装在一个绝缘外套中，为了降低信号的干扰程度，电缆中的每一对双绞线一般是由两根绝缘铜导线相互扭绕而成，也因此把它称为双绞线。双绞线分为非屏蔽双绞线(UTP)和屏蔽双绞线(STP)。目前市面上出售的UTP分为3类，4类，5类和超5类四种： 3类：传输速率支持10Mbps，外层保护胶皮较薄，皮上注有“cat3” 4类：网络中不常用 5类（超5类）：传输速率支持100Mbps或10Mbps，外层保护胶皮较厚，皮上注有“cat5” 超5类双绞线在传送信号时比普通5类双绞线的衰减更小，抗干扰能力更强，在100M网络中，受干扰程度只有普通5类线的1/4，目前较少应用。 STP分为3类和5类两种，STP的内部与UTP相同，外包铝箔，抗干扰能力强、传输速率高但价格昂贵。 双绞线一般用于星型网的布线连接，两端安装有RJ-45头(水晶头)，连接网卡与集线器，最大网线长度为100米，如果要加大网络的范围，在两段双绞线之间可安装中继器，最多可安装4个中继器，如安装4个中继器连5个网段，最大传输范围可达500米。
2.4.1.1 前向物理信道 前向链路包含的物理信道如图2-13 所示。 对于SR1 和SR3，前向链路包含的物理信道有所不同，表2-1、表2-2 分别指明了SR1 和SR3 下每种信道的有效信道数范围。 表2-1 SR1 的前向信道类型 信道类型数目 前向导频信道 1 发送分集导频信道 1 辅助导频频道无要求 辅助发送分集导频信道无要求 同步信道 1 寻呼信道7 广播信道无要求 快速寻呼信道 3 公共功率控制信道7 公共分配信道7 前向公共控制信道7 前向专用控制信道1/每个前向业务信道 前向基本信道1/每个前向业务信道 前向补充码道（只有RC1 和RC2）7/每个前向业务信道 前向补充信道（只有RC3 到RC5）2/每个前向业务信道 表2-2 SR3 下前向CDMA 信道的信道类型 信道类型数目 前向导频信道 1 辅助导频信道无要求 同步信道 1 广播信道无要求 快速寻呼信道 3 公共功率控制信道7
公共分配信道7 前向公共控制信道7 前向专用控制信道1/每个前向业务信道 前向基本信道1/每个前向业务信道 前向补充信道2/每个前向业务信道 下面简要介绍每个信道的作用： 1. 导频信道 前向链路中的导频信道包括前向导频信道F-PICH、发送分集导频信道F-TDPICH、辅助导频信道 F-APICH 和辅助发送导频信道F-ATDPICH，它们都是未经调制的扩谱信号。这些信道的用途是使基 站覆盖范围内的终端能够获得基本的同步信息，也就是各基站的PN 短码相位信息，终端以它们为依 据进行信道估计和相干解调。 2. 同步信道F-SYNC F-SYNC 用于传送同步信息，在BS 覆盖范围内，各终端可利用这种信息进行同步捕获，开机的 终端可利用它来获得初始的时间同步。由于F-SYNC 使用的PN 序列偏置与F-PICH 使用的偏置相同， 一旦终端捕获了F-PICH 获得同步，F-SYNC 也实现了同步。F-SYNC 的数据速率为固定的1200bit/s。3. 寻呼信道F-PCH 寻呼信道F-PCH 供BS 在呼叫建立阶段传送控制信息。通常，终端在建立同步后，就选择一个F-PCH（或在基站指定的F-PCH）监听由BS 发来的指令，在收到BS 分配业务信道的指令后，就转入分配的业务信道中进行信息传输。F-PCH 以固定的速率9600bit/s 或4800bit/s 传递信息。虽然有两种可选择的速率，但在一个给定的系统中，所有的F-PCH 都必须采用同样的速率。F-PCH 应被分为时长为80ms 的时间片，每个时间片含4 个帧，帧长为20ms。 4. 广播控制信道F-BCCH BS 用它来发送系统开销信息，以及需要广播的消息（例如短消息）。F-BCCH 可以工作在非连续 方式。当F-BCCH 工作在较低的数据速率，如4800bit/s 时，时隙周期为160ms，40ms 帧在每时隙内 重复三次，这时F-BCCH 可以用较低的功率发射，而终端则通过对重复的信息进行合并来获得时间分 集的增益；减小F-BCCH 的发射功率对于提高前向链路的总体容量是有帮助的。 5. 快速寻呼信道F-QPCH BS 用它来通知在覆盖范围内工作于时隙模式、且处于空闲状态的终端，是否应该在下一个 F-CCCH 或F-PCH 的时隙上接收F-CCCH 或F-PCH。使用F-QPCH 最主要的目的是使终端不必长时 间地连续监听F-PCH，从而延长待机时间。QPCH 每个时隙划分为寻呼指示符（PI）、配置改变指示 符（CCI）和广播指示符（BI）。 寻呼指示符（PI）用来通知特定终端在下一个F-CCCH 或F-PCH 上有寻呼消息或其它消息。当有 消息时，BS 将该终端对应的PI 置为“ON”，终端被唤醒；否则置为“OFF”，终端进入睡眠状态。 广播指示符（BI）只在第一个F-QPCH 上有。终端用于接收广播消息的F-CCCH 时隙上将要出现 内容时，BS 就把对应于该时隙的F-QPCH 时隙中的BI 置为“ON”，否则为“OFF”。 配置改变指示符（CCI）只在第一个F-QPCH 上有。BS 的系统配置参数改变后，经过一段时延， BS 把CCI 置为“ON”，以通知终端重新接收包含系统配置参数的开销消息。这样终端可以不必反复 解调重复的系统配置消息，降低功耗。 6. 公共功率控制信道F-CPCCH F-CPCCH 由时分复用的公共功率控制子信道组成，每个公共功率控制子信道控制一个R-CCCH 或R-EACH。 F-CPCCH 的一个公共功率控制组有2N 个公共功率控制子信道，编号从0 到2N-1，它们平均分 配到I 支路和Q 支路。在公共功率控制子信道没有数据发送时，相应比特位置的功率为0。 7. 公共指配信道F-CACH
瑞利信道，莱斯信道和高斯信道模型 无线通信信道环境中，电磁波经过反射折射散射等多条路径传播到达接收机后，总信号的强度服从瑞利分布。同时由于接收机的移动及其他原因，信号强度和相位等特性又在起伏变化，故称为瑞利衰落。 如果收到的信号中除了经反射折射散射等来的信号外，还有从发射机直接到达接收机（如从卫星直接到达地面接收机）的信号，那么总信号的强度服从分布莱斯，故称为莱斯衰落。 一般来说，多路信号到达接收机的时间有先有后，即有相对时（间）延（迟）。如果这些相对时延远小于一个符号的时间（即传播时延差相对于符号间隔可以忽略），则可以认为多路信号几乎是同时到达接收机的。这种情况下多径不会造成符号间的干扰。这种衰落称为平坦衰落，因为这种信道的频率响应在所用的频段内是平坦的，即具有恒定的增益和线性相位。上面是从时域上看的，下面从频域上看，如果相干带宽大于发送信号带宽，该信道会导致接收信号波形产生平坦衰落。 相反地，从时域上看，如果多路信号的相对时延与一个符号的时间相比不可忽略，那么当多路信号迭加时，不同时间的符号就会重叠在一起，造成符号间的干扰。这种衰落称为频率选择性衰落，因为这种信道的频率响应在所用的频段内是不平坦的，即某些频率成分信号的幅值可以增强，而另外一些频率成分信号的幅值会被削弱。从频域看，如果相干带宽小于发送信号带宽，该信道会导致接收信号波形产生频率选择性衰落。 至于快衰落和慢衰落，通常指的是信号相对于一个符号时间而言的变化的快慢。粗略地说，如果在一个符号的时间里，变化不大，则认为是慢衰落。反之，如果在一个符号的时间里，有明显变化，则认为是快衰落。理论上对何为快何为慢有严格的数学定义。 相干带宽和相干时间 (2010-03-31 13:48:29) 信道扩展主要可以分为三方面：多径（时延）扩展；多谱勒扩展；角度扩展． 相干带宽是描述时延扩展的：相干带宽是表征多径信道特性的一个重要参数，它是指某一特定的频率范围，在该频率范围内的任意两个频率分量都具有很强的幅度相关性，即在相干带宽范围内，多径信道具有恒定的增益和线性相位。通常，相干带宽近似等于最大多径时延的倒数。从频域看，如果相干带宽小于发送信号带宽，该信道会导致接收信号波形产生频率选择性衰落，即某些频率成分信号的幅值可以增强，而另外一些频率成分信号的幅值会被削弱。 而相干时间是描述多谱勒扩展的：相干时间在时域描述信道的频率色散的时变特性，指信道保持恒定的最大时间差范围。相干时间与最大的多普勒频移成反比，Tc=0.423/fm。
七、移动通信信道的特点及其配置 移动通信信道的特点 概述：与其它通信信道相比，移动通信信道是最为复杂的一种。多径衰落和复杂恶劣的电波环境是移动通信信道区别与其他信道最显著的特征，这是由运动中进行无线通信这一方式本身所决定的。在典型的城市环境中，一辆快速行驶的车辆上的移动台所接收到的无线电信号在一秒钟之内的显著衰落可达数十次，衰落深度可达20-30 dB。这种衰落现象将严重降低接收信号的质量，影响通信的可靠性。为了有效地克服衰落带来的不利影响，必须采用各种抗衰落技术，包括：分集接收技术、均衡技术和纠错编码技术等。 GSM信道的特性： 1、工作频段 GSM900MHZ频段： 上行链路（移动台发、基站收）：890～915 MHZ 下行链路（基站发、移动台收）：935～960 MHZ 1800MHz频段： 上行链路（移动台发、基站收）：1710～1785 MHZ 下行链路（基站发、移动台收）：1805～1880 EGSM900MHZ（GSM扩展频段）：目前我国没有开放扩展部分的频段 上行链路（移动台发、基站收）：880～915 MHZ 下行链路（基站发、移动台收）：925～960 MHZ 2、频道间隔 相邻两频道间隔为200kHz，每个频道采用时分多址接入（TDMA）方式，分为8个时隙，即8个信道（全速率）。每信道占用带宽200kHz／8=25kHz， 将来GSM采用半速率话音编码后，每个频道可容纳16个半速率信道。 3、频道配置 GSM900采用等间隔频道配置方法，频道序号为1～124，共124个频点。目前中国移动使用其中19M带宽，频道号为1～94，即94个信道。频道序号“n”和频点标称中心频率“f”的关系为： 上行：fu(n)= 890.200MHz ＋（n-1）? 0.200MHz 下行：fd(n)= fu(n) ＋45MHz GSM1800频道序号为512～885，共374个频点。目前中国移动申请了10M带宽，频道号为512～562，即51个信道。频道序号“n”和频点标称中心频率“f”的关系为：上行：fu(n)= 1710.200MHz ＋（n-512）? 0.200MHz 下行：fd(n)= fu(n) ＋95MHz 双工收发间隔：GSM900为45MHz。GSM1800为95MHZ。 保护带宽：400kHz 为避免邻频引起的干扰，不同运营商之间使用的信道应该有一个保护频道，即双