学校代码10487 密级
硕士学位论文
LLC串联谐振全桥DCDC
变换器的研究
A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of Master of Engineering
Research on LLC Series Resonant Full-Bridge
DCDC
Converter
Candidate ：Gong Li
Major ：Power Electronics and Electric Drive
Supervisor：Professor Li Xiaofan
Huazhong University of Science and Technology
April, 2006
独创性声明
本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到，本声明的法律结果由本人承担。
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日期：年月日
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不保密□。
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学位论文作者签名：指导教师签名：
日期：年月日日期：年月日
摘要
高频化、高功率密度和高效率，是DCDC变换器的发展趋势。传统的硬开关变换器限制了开关频率和功率密度的提高。移相全桥PWM ZVS DCDC变换器可以实现主开关管的ZVS，但滞后桥臂实现ZVS的负载范围较小；整流二极管存在反向恢复问题，不利于效率的提高；输入电压较高时，变换器效率较低，不适合输入电压高和有掉电维持时间限制的高性能开关电源。LLC串联谐振DCDC变换器是直流变换器研究领域的热点，可以较好的解决移相全桥PWM ZVS DCDC变换器存在的缺点。但该变换器工作过程较为复杂，难于设计和控制，目前尚处于研究阶段。本文以LLC串联谐振全桥DCDC变换器作为研究内容。以下是本文的主要研究工作：
对LLC串联谐振全桥DCDC变换器的工作原理进行了详细研究，利用基频分量近似法建立了变换器的数学模型，确定了主开关管实现ZVS的条件，推导了边界负载条件和边界频率，确定了变换器的稳态工作区域，推导了输入，输出电压和开关频率以及负载的关系。仿真结果证明了理论分析的正确性。
采用扩展描述函数法建立了变换器在开关频率变化时的小信号模型，在小信号模型的基础上分析了系统的稳定性，根据动态性能的要求设计了控制器。仿真结果证明了理论分析的正确性。
讨论了一台500w实验样机的主电路和控制电路设计问题，给出了设计步骤，可以给实际装置的设计提供参考。最后给出了实验波形和实验数据。实验结果验证了理论分析的正确性。
关键词：直流－直流变换器软开关串联谐振小信号模型
Abstract
In DCDC converter applications, widely used owing to its ZVS condition of main switches. But it still light load conditions; rectifier diode achieve low input DC voltage conditions but low efficiency in DCDC converters research fields nowadays, LLC series resonant Full Bridge DCDC converter can solve these problems successfully. But owing to its complexity caused by multi-resonant process, it’s and control. So LLC series resonant Full Bridge DCDC converter this paper, LLC series resonant Full Bridge DCDC converter is analyzed in detail. Based on the fundermental element simplification method, the mathematics model of the converter is obtained, the conditions to achieve ZVS are given. Steady working region of LLC series resonant Full Bridge DCDC is confirmed, the relations between input and output voltage depending on switching frequency and load conditions are given. Simulation results prove the correctness of the theory.
In order to design controller, small-signal model of the converter must be given. In this paper, the small-signal model of LLC series resonant Full Bridge DCDC converters is deduced using Extended Desicribing Function Method. Also, stability of the converter is analysed and controller is designed to meet the requirments of dynamic process. Simulation results prove the correctness of theory.
Based on theory analysis, a 500w prototype circuit is designed, and the design steps is given. The experimental results prove the efficiency of the converter.
Keywords: DCDC converter Soft-switching Series-resonant Small-signal model
目录
摘要.................................................................................................................... I ABSTRACT ........................................................................................................ II 1 绪论
1.1电力电子技术的概况 (4)
1.2开关电源和DCDC变换器的发展趋势 (6)
1.3软开关技术 (8)
1.4本文研究的主要内容 (10)
2 LLC串联谐振全桥DCDC变换器的基本原理
2.1移相全桥PWM ZVS变换器的基本拓扑结构和工作过程 (11)
2.2MOSFET和IGBT性能比较 (15)
2.3LLC串联谐振变换器工作原理分析和工作区域划分 (17)
2.4小结 (35)
3 LLC串联谐振全桥变换器小信号建模和控制系统设计
3.1开关电源小信号建模的方法概述 (35)
3.2扩展描述函数法建模的基本原理 (36)
3.3LLC串联谐振全桥DCDC变换器的小信号建模 (40)
3.4LLC串联谐振变换器小信号模型和稳定性分析 (46)
3.5控制器的设计和实现 .......................................... (错误！未定义书签。)
3.6小结....................................................................... (错误！未定义书签。)
4 主电路和控制电路设计
4.1主电路参数设计 .................................................. (错误！未定义书签。)
4.2控制电路设计 (54)
4.3小结 (59)
5 实验结果与分析
5.1实验波形分析 (60)
5.2实验结论 (65)
全文总结 (67)
致谢 (68)
参考文献 (69)
附录I 攻读硕士期间公开发表的论文 (72)
1 绪论
1.1电力电子技术的概况
电力电子技术是电工技术的分支之一，应用电力电子器件和以计算机为代表的
控制技术对电能特别是大的电功率进行处理和变换是电力电子技术的主要内容[1][2]。
在现代工业、交通、国防、生活等领域中，除变比固定的交流变压器以外，大
量需要其他各种类型的电力变换装置和变换系统，将一种频率、电压、波形的电能
变换为另一种频率、电压、波形的电能，使用电设备处于各自理想的最佳工作情况，或满足用电负载的特殊工作情况要求，以获得最大的技术经济效益。经过变换处理
后再供用户使用的电能占全国总发电量的百分比值的高低，已成为衡量一个国家技
术进步的主要标志之一。2000年末，美国发电站生产的40%以上的电能都是经变换或
处理后再提供负载使用，预计到21世纪二、三十年代，美国发电站生产的全部电能都将经变换或处理后再供负载使用。
当今世界环境保护问题日益严重，广泛采用电力电子技术后，可以节省大量的电力，这就可以节约大量资源和一次能源，从而改善人类的生活环境。此外，如果在电力系统的适当位置设置电力变换器或电力补偿器，能显著改善电力系统的运行特性。因此电力电子技术具有巨大的技术，经济意义[1]。
1.1.1 电力电子变换的基本原理
用电设备将电能转变为光能、热能、化学能和机械能。光、热、化学反应和机械能的调节和控制，可以通过改变通用设备电源电压的大小或频率方便地实现。电源可分为两类：一是直流电源；二是交流电源。电力变换包括电压电流的大小、波形及频率的变换。因此电力变换可划分为五类基本变换，相应地有五种电力变换电路或电力变换器[1][2]。
(1)整流：实现ACDC 变换
ACDC 变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的。功率由电源流向负载的称为整流；功率由负载返回电源的称为有源逆变。ACDC 变换按电路的接线方式，可分为半波电路、全波电路；按电源相数，可分为单相、三相、多相；按电路工作象限，又可分为一象限、二象限、三象限和四象限。
(2)逆变：实现DCAC 变换
逆变就是实现直流到交流的功率变换。如不间断电源UPS，系统平时利用充电式电池储存电能，一旦交流电源中断，便可以把储存在电池中的直流电转换成交流电来维持正常供电。
(3)变频：实现ACAC(ACDCAC)变换
变频器电源主电路均采用交流-直流-交流方案，工频电源通过整流器变成固定的直流电压，然后由大功率晶体管或IGBT组成的PWM高频变换器，将直流电压逆变成电压、频率可变的交流输出电源，输出波形近似于正弦波，用于驱动交流异步电动机实现无级调速。
(4)斩波：实现DCDC(ACDCDC)变换
DCDC 变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压。当今软开关技术使直流变换器发生了质的飞跃。日本NemicLambda 公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为200～300kHz，功率密度已达到27wcm3。采用同步整流器MOSFET，代替肖特基二极管使整个电路效率提高到90%以上。
(5)静止式固态断路器：实现无触点的开关、断路器的功能，控制电能的通断。
1.2开关电源和DCDC变换器的发展趋势
从技术上看，几十年来推动电力电子技术水平不断提高的主要标志是[3][4][5][6][7]：
(1) 高频化
新型高频功率半导体器件如功率MOSFET和 IGBT的开发，使实现开关电源高频化有了可能。从而使中小型开关电源工作频率可达到400kHz(ACDC)和1MHz(DCDC)的水平。超快恢复功率二极管、MOSFET同步整流技术的开发也为高效、低电压输出(3V 以下)开关电源的研制有了可能。现正探索研制耐高温的高性能碳化硅功率半导体器件。
(2) 软开关
软开关技术使高效率、高频开关变换器的实现有了可能。传统PWM开关电源按硬开关模式工作，开关损耗大。开关电源高频化可以缩小体积重量，但开关损耗却更大。为此必须研究开关电压电流波形不交叠的技术，即所谓零电压零电流开关技术，或称软开关技术。小功率软开关电源效率可提高到80-85% 。70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。以后新的软开关技术不断涌现，如准谐振；移相全桥ZVS—PWM；恒频ZVS—PWM ZCS—PWM；ZVS—PWM有源箝位；ZVT—PWM ZCT—PWM；全桥移相ZVS—ZCS—PWM等。
(3) 功率因数校正技术(PFC)
目前PFC技术主要分为有源PFC技术和无源PFC技术两大类，采用PFC技术可以提高AC-DC变换器输入端功率因数，减少对电网的谐波污染。有源功率因数校正技术APFC的开发，提高了ACDC开关电源功率因数。由于输入端有整流—电容元件，
ACDC开关电源及一大类整流电源供电的电子设备(如逆变器，UPS)等的电网侧功率因数仅为0.65，80年代用APFC技术后可提高到0.95～0.99，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。单相APFC是DCDC开关变换器拓扑和功率因数控制技术的具体应用，而三相APFC则是三相PWM整流开关拓扑和控制技术的结合。
(4) 磁性元件，新型磁材料和新型变压器的开发。如集成磁路，平面型磁心，超薄型变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。
(5) 电磁兼容(EMC)
在电力电子装置中，主功率开关管在很高的电压下，以高频开关方式工作，开关电压及开关电流均为方波，从频谱分析可知，方波信号含有丰富的高次谐波。同时，由于电源变压器的漏电感及分布电容，以及主功率开关器件的工作状态非理想，在高频开或关时，常常产生高频高压的尖峰谐波振荡，该谐波振荡产生的高次谐波，通过开关管与散热器间的分布电容传入内部电路或通过散热器及变压器向空间辐射。用于整流及续流的开关二极管，也是产生高频干扰的一个重要原因。整流及续流二极管工作在高频开关状态，由于二极管的引线寄生电感、结电容的存在以及反向恢复电流的影响，使之工作在很高的电压及电流变化率下，且产生高频振荡。因为整流及续流二极管一般离电源输出线较近，其产生的高频干扰最容易通过直流输出线传出。这些都是产生电磁干扰的来源。新电容器和EMI滤波器技术的进步，使电力电子装置小型化，并提高了EMC的性能。
(6) 模块化技术。
采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要，提高系统的可靠性。
(7) 低压大电流直流电源。
随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DCDC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。
(8) 数字化
在传统功率电子技术中，控制部分是按模拟信号来设计和工作的。在六、七十
年代，电力电子技术完全是建立在模拟电路基础上的。但是，现在数字信号、数字电路显得越来越重要，数字信号处理技术日趋完善成熟，显示出越来越多的优点：便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、减小杂散信号的干扰(提高抗干扰能力)、便于软件包调试和遥感遥测遥调，也便于自诊断、容错技术的植入。
1.3软开关技术
传统硬开关有以下缺点[3]：(1)在一定条件下,开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的。变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器效率越低。开关损耗的存在限制了开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化轻量化；(2)开关管工作在硬开关时会产生高didt和dvdt从而产生大的电磁干扰(EMI)。如果不改善开关管的开关条件，其开关轨迹可能会超出安全工作区，导致开关管的损坏。为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化，要提高开关频率，同时提高变换器的效率，就必须减小开关损耗，减小开关损耗的途径就是实现开关管的软开关，因此软开关技术应运而生。
1.3.1 DCAC 逆变器中的软开关技术
在DCAC逆变器，尤其是多相逆变器中，软开关技术的应用有很大困难[6]。通常逆变器中存在着多个开关，若每个开关都采用类似 DCDC 变换器中的软开关工作方式，则构成软开关的谐振单元相互影响，使电路难以正常工作。1986年美国威斯康星大学的D. M. Divan 提出了谐振直流环逆变器RDCLI和谐振极逆变器(RPI)才较好地解决了这个问题，并立刻引起了广泛地重视。随后提出了许多改进电路和拓扑结构。直流谐振环节逆变器是在原先的PWM电压型逆变器与直流电源之间加入一个辅助谐
振电路，令直流谐振环节产生谐振且使逆变桥直流母线上的电压周期回零，为逆变器中的开关创造零压开关的条件。谐振直流环节的最大进步在于用高频脉冲序列为逆变器供电，代替原来的恒压供电方式。谐振极逆变器是把辅助谐振回路移到桥臂的上下开关联接点，利用谐振为逆变器创造零压开关的条件。
1.3.2 DCDC直流变换器的软开关技术
变换器的软开关技术实际上是利用电感和电容来改善开关器件的开关轨迹,减小开关损耗。最早的方法是采用RLC缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉，这种方法对变换器的变换效率没有提高甚至会使效率有所降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，而是真正减小开关损耗不是开关损耗的转移。直流电源的软开关技术一般可分为以下几类[1][3][6]：
(1)全谐振型变换器
一般称为谐振变换器Resonant converters，该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按谐振元件的谐振方式分为串联谐振变换器和并联谐振变换器两类。按负载与谐振电路的连接关系，谐振变换器可分为两类：串联负载谐振变换器和并联负载谐振变换器。在全谐振变换器中谐振元件一直谐振工作参与能量变换的全过程，该变换器与负载关系很大，一般采用频率调制方法。
(2)准谐振变换器QRCs 和多谐振变换器MRCs
这是软开关技术的一次飞跃。这类变换器的特点是，谐振元件参与能量的某一个阶段，不是参与全过程。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器和零电压开关准谐振变换器。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关，这类变换器通常需要采用调频控制的方法。
(3)零开关PWM变换器Zero switching PWM converters
它可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。该类变换器是在QRCs 的基础上加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制即实现PWM控制。这与QRCs不同的是谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的110，15。
(4)零转换PWM 变换器Zero transition converters
它可分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器.这类变换器是软开关技术的又一个飞跃。它的特点是变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关在其他时间则停止工作。这样辅助
谐振电路的损耗很小。
在直流电源的软开关技术中还有无源无损软开关技术。软开关技术的采用，提高了变换器的工作频率，降低了开关损耗，减小了功率元件的电压电流应力，但其中仍有许多问题有待解决，如进一步扩大功率使用范围，完善控制技术，提高工作可靠性等。但软开关技术的应用已经给功率变换器的发展带来了深刻的变革，软开关技术的进一步完善和实用化，必将为实现高品质的功率变换系统提供有力的技术保障。
1.4本文研究的主要内容
软开关技术是当前电力电子技术研究的热点之一。在分析对比移相全桥直流变换器和LLC串联谐振全桥DCDC变换器特点的基础上，本文对LLC串联谐振全桥直流变换器的工作原理做了详细分析研究，设计了实验样机，实验结果验证了理论分析的正确性。本文的主要内容如下：
1). LLC串联谐振全桥DCDC变换器的稳态工作原理分析
在分析移相全桥PWM ZVS DCDC变换器缺点和分析对比MOSFET和IGBT各自特点的基础上，确定了LLC串联谐振全桥DCDC变换器的稳态工作区，建立了变换器的数学模型，详细分析研究了LLC串联谐振全桥DCDC变换器的特点和电路的工作过程。
2). LLC串联谐振全桥DCDC变换器小信号模型的建立和动态特性研究
本文首先对DCDC变换器的小信号建模方法进行了归纳。然后利用扩展描述函数的方法，详细研究了LLC串联谐振全桥DCDC变换器的小信号建模。在此基础上，分析了变换器的稳定性，研究了控制器的设计。仿真结果验证了理论分析的正确性。
3). 主电路和控制电路的设计
在理论分析的基础上，本文对一台LLC串联谐振全桥DCDC变换器实验样机的主电路和控制电路设计过程进行了详细研究。设计中采用了集成磁设计方法。设计步骤和结论可以为实际装置的设计提供参考。
4). 实验结果和全文总结
为了验证理论分析的正确性，本文给出实验的波形和实验数据并对实验结果进
行了详细分析，得出了实验结论。全文的最后，对全文的研究工作做了总结，并对该电路优缺点进行了分析和总结。
2 LLC串联谐振全桥DCDC变换器的基本原理
近年来，移相全桥ZVS PWM变换器作为一种优秀的变换器拓扑结构，能够实现主开关管的零电压开通，成为电力电子技术领域的研究热点之一。但是该变换器也有一些缺点，不适合对电源性能有特殊要求的场合，如有输入掉电维持时间[8](Hold-up time)要求的通信用二次电源。而LLC串联谐振变换器能够有效地克服移相全PWM ZVS变换器的缺点。由于这种谐振变换器工作在高频条件下，主开关管使用MOSFET，本文首先分析了MOSFET的特点，为LLC串联谐振全桥变换器工作区域的选择提供了依据，然后从分析比较以上两种电路特点的角度，详细分析了LLC串联谐振全桥变换器的基本原理和工作过程，确定了其稳态工作区。
2.1移相全桥PWM ZVS变换器的基本拓扑结构和工作过程
2.1.1 移相全桥PWM ZVS变换器的基本原理
移相全桥PWM ZVS变换器的基本拓扑结构如图2.1所示。其电路结构与普通双
极性PWM变换器类似，T
1和T
2
组成超前桥臂，T
3
和T
4
组成滞后桥臂。C
1
～C
4
分别是T
1
～
T 4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容。L
r
是谐振电感，包括变压器的漏感。T
1
和
T
2分别超前T
4
和T
3
一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小，调节输出电压。
D
5、D
6
是整流二极管，L
f
、C
f
构成二阶滤波器（L
f
足够大，I
f
近似恒定）[1][3][9]。
D 6
D 5
图2.1 移相全桥PWM ZVS DCDC 变换器基本电路
移相全桥PWM ZVS 变换器的主要工作波形如图2.2所示。半个开关周期内电路工作过程分为六个阶段，图中t δ为移相角、t d 为死区，i p 为变压器原边电流。
阶段1[t 0-t 1]：
在t 0时刻关断T 1，电流i p 从T 1转移到C 1和C 2支路中，给C 1充电，同时C 2被放电。在此期间，谐振电感L r 和滤波电感L f 是串联的，而且L f 很大，可以认为i p 近似不变，类似于一个恒流源。电容C 1的电压从零开始线性上升，电容C 2的电压从V in 开始线性下降，在t 1时刻，C 2的电压下降到零，T 2的反并二极管D 2自然导通，将T 2的电压箝在零电位。
V AB
V gs
i
i
V r
0123456789t1011
图2.2 移相全桥变换器主要工作波形
阶段2[t
1-t
2
]：
t 1时刻T
2
的电压已被箝在零电位，T
4
导通。V
AB
=0,此后i
p
将经T
4
,D
2
和L
r
续流，
i p 减小，其感应电压使变压器副方二极管D
5
导通，续流I
f
。在此续流阶段，D
2
导通，
只要满足t
01=t
1
－t
d ,就可保证T 2 是零电压开通，无开通损耗。虽然T 2 被开通，但 T 2并没有电流流过，原边电流由D 2 流通。 阶段3[t 2 -t 3 ]： 在t 2 时刻，关断T 4 ，原边电流i p 转移到C 3 和C 4 中，一方面抽走C 3 上的电荷，V c3 从V in 下降；另一方面同时又给C 4 充电，V c4 从零逐渐上升，T 4 软关断。此阶段内，变 压器副边二极管D 6导通。由于滤波电感电流I f 近似为恒流，此时变压器副边整流二 极管D 5、D 6 之间进行换流，由于D 5 ,D 6 同时导通，变压器副边被短路。 阶段4[t 3－t 4 ]： t 3时刻，C 4 电压充至V in ，C 3 电压放为零，二极管D 3 自然导通V c3 =0。只要t 23 =t 3 -t 2 d 就可保证T 3是零电压开通，无开通损耗。虽然T 3 被开通，但T 3 并没有电流流过，原 边电流由D 3 流通。 阶段5[t 4－t 5 ]： t 4时刻i p 过零反向增加，由于I D6 仍然不足以提供I f ，故D 5 、D 6 仍然同时导通， 副边电压为零。 阶段6[t 5－t 6 ]： t5时刻，变压器原边电流i p增加至I f K(K为变压器变比)，D5、D6换流过程结束， I f 由二极管D 6 单独提供。t 6 时刻T 2 关断。后半个周期与前半个周期工作情况类似。 2.1.2 移相全桥ZVS PWM变换器存在的缺点 1). 轻载时难于实现ZVS 超前桥臂和滞后桥臂开关管实现ZVS的条件不同。两个桥臂上的开关管实现ZVS 都需要相应的并联谐振电容能量释放为零，二极管自然导通。对于超前桥臂，T 2 开通 前的t 01期间，放电电流i p 较大且恒定不变(i p =I f )；另一方面由于变压器原副方有能 量传递，原方等效电路中电感L=L r +K2L f 很大，故用于实现超前桥臂开关管ZVS的能 量很大。而滞后桥臂T 3开通前的t 23 期间，一方面i p 逐渐变小(i p f K)；另一方面， 由于二极管D 5、D 6 同时导通，变压器副方被短路，原副方没有能量传递，等效电感大 小仅为L r ，故用于实现滞后桥臂开关管ZVS的电感能量较小，滞后桥臂较难于实现ZVS[1][3]。滞后桥臂实现ZVS的条件是： (2-1) 其中I 2为t 2 时刻原边电流值。当轻载时电流I 2 较小，故滞后桥臂难于实现ZVS。 2). 副边整流二极管存在反向恢复问题 反向恢复现象是二极管使用时必须注意的问题[1]。移相全桥PWM ZVS DCDC变换器由于占空比丢失的原因，谐振电感L r 不可能较大，因此为使输出电压交流分量较 小，副边滤波电路必须有一定滤波电感L f 的存在。这样原边电压V AB 反向时，整流二 极管D 5(D 6 )电流不能立即降为零，必然存在D 5 、D 6 同时导通续流的过程(t 2 ～t 5 、t 8 ～ t 11)。此时D 5 、D 6 存在反向恢复问题，整流电压V r 出现振荡，二极管反向电压出现尖 峰。这种由整流二极管反向恢复问题而引起的损耗严重限制了直流电源效率的提高。整流二极管反向恢复问题如图2.3所示。 i v V D5t t t 图2.3 移相全桥变换器整流二极管的反向恢复问题 3). 输入电压和变换器转换效率的矛盾 在输入电压保证能输出满载电压的前提下，当输入电压V in 较低时，占空比大，原边环流能量较小，变换器效率较高；当输入电压V in 较高时，占空比小，原边环流能量较大，变换器效率较低[3]。为取得较高的效率，移相全桥PWM ZVS DCDC 变换器通常设计在输入电压较低，占空比较大时工作。出现输入电压掉电时，负载能量只能由直流母线电容提供，短时间内输入电压很快降低。这时要维持输出电压恒定，要求占空比更大，电路失去超调能力，使输出电压很快降低。因此输入电压和变换效率的这种关系，对于有掉电维持时间限制的开关电源是不适合的。 2.2 MOSFET 和IGBT 性能比较 为适应电力电子装置高频化的要求，电压驱动型开关器件IGBT 、MOSFET 被广泛应用。这两种器件都是多子器件，无电荷存储效应，开关速度快，工作频率高，输入阻抗高，驱动功率小。MOSFET 较IGBT 的开关速度更快，更适合高频工作场合。谐振型开关电源一般都采用MOSFET 。本节分析对比了IGBT 和MOSFET 的开关损耗产生 机理，为LLC谐振变换器工作区域的确定提供了依据。 MOSFET和IGBT的等效电路如图2.4所示，两者结构上的主要差异是IGBT比MOSFET增加了一个漏注入区P＋层，它直接通向集电极[10][11]。这种结构差异决定了MOSFET和IGBT的特性有所不同。MOSFET和IGBT等效电容可以表示为式(2-2)。在开关过程中，等效电容大小随时间变化。器件的输出电容主要是由密勒效应引起的密勒电容，而密勒效应的强弱与反馈电容C rss 的大小和器件的放大倍数有关，在放大 倍数一定的条件下，C rss 越大，密勒效应越强烈，输出电容也越大。 (2-2) C ds C ce 图2.4 MOSFET和IGBT等效电路 MOSFET的反馈电容C rss 仅由与MOSFET结构有关的MOS电容C gd 决定，而IGBT在 MOSFET结构的基础上增加了P＋层，P＋层和N－层之间会形成PN结电容C PN (由势垒电 容C B 和扩散电容C D 组成)，IGBT的反馈电容相当于C gc 与C PN 串联后的电容，故其反馈 电容C rss 较MOSFET的小的多。IXYS公司的MOSFET和IGBT等效电容[10]比较如表2.1 (测 试条件均为V ds =V ce =25V，V gs =V ge =0V，开关频率f s =1MHz)： 表2.1 MOSFET和IGBT等效电容对比 比较结果显示，对于同样电压等级的器件，MOSFET的输出电容是IGBT的10多倍。对IGBT来说，流经N－漂移区的电子在进入P＋区时，会导致正电荷载流子(空穴)由P+区注入N-区。这些被注入的空穴既从漂移区流向发射极端的P区，也经由MOS 沟道及N井区横向流入发射极。因此在N-漂移区内，构成主电流(集电极电流)的载流子出现过盈现象。与MOSFET不同，IGBT的N－区并没有外引电极，因此器件关断过程中不能采用抽流的方法来降低N－区的过剩载流子,这些空穴只能依靠自然复合，集电极电流i c 存在一个拖尾电流[11]。通过以上分析，可以得出结论：MOSFET的输出电容较大，IGBT存在拖尾电流现象。 硬开关的条件下MOSFET和IGBT开关损耗分析： 1)．开通损耗方面：由于MOSFET的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。器件的开通损耗和输出电容成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比[12]。而IGBT的输出电容比MOSFET小得多，断态时电容上储存的能量较小，故开通损耗较小。 2)．关断损耗方面：MOSFET属单极型器件，可以通过在施加栅极反偏电压的方法，迅速抽走输入电容上的电荷，加速关断，使MOSFET关断时电流会迅速下降至零，不存在拖尾电流，故关断损耗小[10]；而IGBT由于拖尾电流不可避免，且持续时间长(可达数微秒)，故关断损耗大。 综合以上分析，硬开关条件下MOSFET的开关损耗主要是由开通损耗引起，而IGBT 则主要是由关断损耗引起。因此使用MOSFET作为主开关器件的电路，应该工作于ZVS 条件下，这样在器件开通前，漏极和源极之间的电压先降为零，输出电容上储存能量很小，可以大大降低MOSFET的开通损耗；而使用IGBT作为主开关器件的电路，应该工作于ZCS条件下，这样在器件关断前，流过器件的电流先降为零，可以大大降低因拖尾电流造成的关断损耗。 2.3LLC串联谐振变换器工作原理分析和工作区域划分 LLC串联谐振全桥DCDC变换器主电路如图2.5。MOS管T 1-T 4 构成全桥逆变电路， T 1、T 4 采用同一驱动信号，T 2 、T 3 采用同一驱动信号，占空比均为50%。T 1 (T 4 )和T 2 (T 3 ) 驱动信号之间存在一定死区。D 1-D 4 为MOS管的寄生二极管，电感L r 、L m 和C r 组成串 联谐振网络，D 5-D 6 构成全波整流电路，C f 为滤波电容[13][14][15]。对比图2.1可知，LLC 分类号学号2003611310063 学校代码10487 密级 硕士学位论文 LLC串联谐振全桥DC/DC 变换器的研究 A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of Master of Engineering Research on LLC Series Resonant Full-Bridge DC/DC Converter Candidate ：Gong Li Major ：Power Electronics and Electric Drive Supervisor：Professor Li Xiaofan Huazhong University of Science and Technology Wuhan 430074, P.R.China April, 2006 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到，本声明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名： 日期：年月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密□，在_____年解密后适用本授权书。 本论文属于 不保密□。 （请在以上方框内打“√”） 学位论文作者签名：指导教师签名： 日期：年月日日期：年月日 移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述 河北秦皇岛燕山大学朱艳萍电源技术应用 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。 关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件； 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC 拓扑结构，以供大家参考。 1）NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态，但必须采用频率控制，不利于滤波器的优化设计。 LLC谐振全桥DC/DC变换器设计 摘要：电力电子变压器(PET)作为一种新型变压器除了拥有传统变压器的功能外，还具备解决传统变压器价格高、体积庞大、空载损耗严重、控制不灵活等问 题的能力，值得深入研究。PET的DC-DC变换器是影响工作效率和装置体积重量 的重要部分，本文以PET中DC-DC变换器为主要研究对象，根据给出的指标，对 全桥LLC谐振变换器的主电路进行了详细的设计，主要有谐振参数的设计，利用 磁集成思想，设计磁集成变压器，可以大大减小变换器的体积和重量，并在参数设 计的基础上完成器件的选型。此外，根据给出的参数，计算出各部分损耗，进而计 算出效率，结果满足设计效率的要求。利用PEmag和Maxwell仿真软件设计磁集 成变压器，验证磁集成变压器参数。运用Matlab/simulink对PET中的DC-DC变换 器模型进行仿真分析，并在实验样机上进行实验研究，实验结果验证了DC-DC变 换器的理论研究和设计方法的正确性及有效性。 关键词：电力电子变压器；LLC谐振变换器；损耗分析；磁集成变压器 中图分类号：TD62 文献标识码：A 文章编号： Design of LLC resonant full bridge DC / DC converter Abstract: The Power Electronic Transformer (PET) as a new power transformer,not only has the functions of traditional transformers, but also has the ability to solve the problems of traditional power transformers that the high price, huge volume, prodigious no-load loss and inflexible control, and it is worth in-depth study.The DC-DC converter of PET is an important part of affecting work efficiency, volume and weight of the device. This paper studies the DC-DC converter mainly, then，according to given indexes, main circuit of full-bridge LLC resonant converter is designed in detail, including the design of resonant parameters. And the magnetic integrated transformer is designed with the idea of magnetic integration, which greatly reduces the converter volume, and the selection of devices is completed on the basis of parameters design.In addition, according to the given parameters, losses of each part and the efficiency are calculated. The results meet the efficiency requirements of design. PEmag and Maxwell simulation software are used to design magnetic integrated transformer, and verified the magnetic integrated transformer parameters.Matlab/simulink is used to simulate and analyze the DC-DC converter performance of PET. A prototype of full-bridge LLC resonant converter is developed and system test platform is built according to the theoretical research and simulation results. The correctness and effectiveness of theoretical research and design methods of the DC-DC converter are verified by analyzing the waveforms of the test. Key words:power electronic transformer; LLC resonant converter; loss analysis; magnetic integrated transformer 煤矿井下存在着各种电压等级的电源以及电气设备，供电系统十分复杂。为了满足不同电压等级的要求[1]，目前井下常用传统电力变压器来进行变压和能量传递。这种变压器制作工艺简单、可靠性高，但是其价格高、体积庞大、空载损耗严重、控制不灵活，而且，如果出现电压不平衡、谐波、闪变等现象，无法维护电力设备的正常工作[2]。所以，现在亟待解决的问题是如何保证电气设备在安全工作的情况下，给用户供应可靠稳定的电能[3]。电力电子变压器(PET)应运而生，它除了拥有传统变压器的功能外，还具备解决上述难题的能力，作为一种新型变压器，近年来成为国内外学者研究的热门问题[4-9]。LLC拓扑，作为一种双端谐振拓扑，已经在许多DC/DC功率变换方案中得到应用，但在PET上的应用尚未广泛。本研究将依据LLC全桥DC/DC变换器的原理设计一款PET，利用LLC谐振变换器本身的诸多优势达到提高PET效率的目的。 移相全桥 移相全桥ZVS 变换器由于其充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低了开关管的开关噪声和开关损耗，提高了变换器的效率，近年来在中大功率场合得到广泛应用。随着微处理器价格的不断下降和计算能力的不断提高，采用数字控制已经成为中大功率开关电源的发展趋势，许多数字控制方法相继提出。但对于DC/ DC 变换器这种强非线性系统，传统的基于线性系统理论的控制方法并不能获得理想的动态特性。 该文在建立移相全桥变换器模型的基础上，提出一种新的模糊PID 预测控制策略，将传统控制方法与智能控制方法相结合，通过模糊控制对传统PID 控制器进行增益调节，同时采用预测控制以补偿数字控制系统中的时延。这种控制策略比较简单，易于数字控制器的实现，该文采用MA TLAB 方法进行了仿真研究。 2 移相全桥变换器小信号模型的建立 一般建立DC/ DC 变换器的小信号模型的方法是状态空间平均法，但对于移相全桥ZVS 变换器来说，用状态空间平均法建模是一项十分复杂的工作。因为这种变换器具有12种开关状态，因此列写状态空间方程式是一个非常复杂的工作。 根据移相全桥ZVS PWM 变换器源于BUCK 变换器的事实，从电路工作的描述中可以 看出变压器副边的有效占空比^ off off off d D d =-，变压器原边电压的占空比d 而且依靠输出滤波电感电流L i ，漏感lk L ，输入电压in V 和开关频率s f ，所以移相全桥变换器小信号传递 函数也将取决于漏感lk L ，开关频率s f ，滤波电感电流扰动^ L i ，输入电压扰动^in V ，和变压 器原边占空比扰动^ d 等因素。为了精确地建立移相全桥变换器的动态特性模型，找出lk L ， s f ，^ L i ，^in V 和^ d 对^ off d 的影响是必要的。这些影响可以加入到PWM BUCK 变换器的小 信号电路模型中（图1），从而获得移相全桥PWM 变换器的小信号模型（图2）。 我们知道由于谐振电感lk L 和变压器副边整流二级管的影响，移相全桥变换器存在占空比丢失的现象，副边有占空比为：off D D D =-? 即()()221/21lk off L o in nL D D I D V T L V T =- --???? 移相全桥变换器输出电压增益为： ()()2 221/22o lk off L o in in V n L nD nD I D V T L V V T ==- --???? 其中，n 为变压器副边匝数与原边匝数的比值；L I 为电感电流平均值。 下面通过式（l ）来分析对off D 产生影响的因素。 l ）占空比扰动^ d 对off D 的影响^ d d 由式（l ）可得 移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述 [导读]移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC 变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺 关键词：变换器 移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。 关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1 概述 所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件； 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCS PWM DC/DC拓扑结构，以供大家参考。 1）Nho E.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k 太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了i L1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大， 移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计 摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器 0 引言 上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1．1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： 双向全桥CLLC谐振变换器的混合式控制策略传统能源的日益匮乏,国内生态环境的不断恶化,使得新能源研究迫在眉睫,以风能、太阳能、生物质能为代表的新能源技术正成为能源技术发展的主力军,而其中起着重要作用的电力电子技术也随之快速发展。如何消除开关损耗,降低电磁干扰,提高能量转换效率一直是电力电子技术行业所关注的问题,而作为能量转换关键环节的双向DC/DC变换器自然就成为了解决这些问题的突破点,故研究高效高频的双向DC/DC变换器将变得具有重要意义。 传统LLC谐振变换器作为双向DC/DC变换器中的一个代表,其技术已日趋成熟。而CLLC谐振变换器在继承传统LLC谐振变换器相关优点的基础上,其在谐振网络部分的右侧比传统LLC谐振变换器额外增加了一个电容,这使其正向运行时在正向第二谐振频率点的直流增益小于1,反向运行时在反向第二谐振频率点的直流增益大于1。 让它能更适合应用在正向降压、反向升压的工作环境中。但目前相关文献对其特点分析的过程和深度不充分,本文对其相应的特点进行补充分析。 并为了适应新能源宽范围的输入电压和更多的应用场合,结合变频控制和移相控制各自的特点,采用一种混合控制策略开展实验研究,为CLLC谐振变换器应用研究提供一种控制策略的参考方案。首先,运用基波近似法得出谐振变换器正反向运行时的直流增益和正反向运行时各自的第一、二谐振频率;并分析了全桥CLLC谐振变换器正向变频运行和正向移相运行的工作过程。 再将CLLC谐振变换器与传统LLC谐振变换器进行对比,叙述了两者谐振网络的区别,并分析了CLLC低压侧额外电容在CLLC变换器运行过程中的作用;明确了CLLC变换器正向稳态工作区域。其次对混合控制策略进行了合理性分析,对CLLC 课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录 一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16) 一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。 移相ZVS-PWM全桥变换器概述 摘要:移相ZVS-PWM DC/DC全桥变换器巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，使开关管实现零电压开关(ZVS)，从而减少了开关损耗。重点简述了该类变换器的基本原理，介绍了几种常见的拓扑，并简要地分析了它们的优缺点，最后指出了其发展方向。 关键词:移相全桥变换器零电压开关（ZVS） Overview of Phase Shift ZVS-PWM Full Bridge Converter Abstract:Phase shift PWM DC/DC full bridge converter completing resonance procedure through leakage inductance of the transformer and junction capacitor of switch. It can make the switch achieve ZVS, decreasing the switching loss and interference .This paper describes the basi c principle of the converter, introduce several common topology, some common topologies as well as their advantages and drawbacks are discussed and analyzed. Finally it points out the development direction of the Converter. Key words:phrase shift，full bridge converter，ZVS 引言 全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合，近些年来，其软开关技术吸引了国内外学者的广泛关注，出现了很多控制策略和电路拓扑，其中移相控制是目前研究较多的控制方式，而以移相全桥零电压开关变换器(FB-ZVS-PWM)应用更为广泛。这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合，巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，实现开关管的ZVS，拓扑结构简洁，开关频率恒定，广泛应用在中、大功率场合。它通过移相控制方式，使功率开关管实现了软开关导通和关断，减小了开关管损耗，提高了整机频率，提高了功率密度，保持了恒频控制，减小了开关管的电流及电压应力，可实现高频化。但它也存在滞后臂只能在较窄负载范围内实现软开关、占空比丢失严重、转换效率较低等不足之处。为解决以上问题，很多学者提出了不同的解决方法，但就目前的技术状况而言，移相全桥ZVS-PWM变换器还有待于进一步研究[1,2]。 1 传统FB ZVS-PWM DC/DC全桥变换器[3,4] 该变换器主回路如图1所示。4个开关管两端并联电容或利用开关管的寄生电容，并利用变压器的漏感即可实现开关管的零电压关断。而要实现开关管的零电压开通，必须要有回路来释放开关管结电容(或外部附加电容)上的电荷，并给同一桥臂将要关断的开关管结电容(或外部附加电容)充电。图中桥对角的两个开关管作为一组，每组同时断开或接通，两组轮流工作，在一周期中的短时间内，四个开关将均处于断开状态。四个开关管导通（或关断）占空比均相等。 该变换器的优点是功率开关管实现了ZVS，减小了开关损耗，降低了开关噪声，提高了效率，并且电路结构简单，保持了恒频率控制。其主要缺点为：①滞后臂开关管在轻载下很难实现ZVS，通常要增加谐振电感来实现；②漏感或加谐振电感带来占空比丢失；③原边有较大环流；增加了系统的通态损耗，降低了变换效率；④漏感和副边整流二极管及电容会产生电压尖峰和电压振荡，会进一步降低变换效率。 移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态，但必须采用频率控制，不利于滤波器的优化设计。图5 2）ChenK. 电路如图2 所示[2][3]。该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容。电感L1和L2很小，不影响开关管的ZVS，但有两个好处：一是限制振荡的电流峰值；二是在负载很小，开关管不能实现ZVS时，限制开关管的开通电流尖峰。该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性，解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题，可以提高IGBT的开关频率，而且在负载很小时也能实现零电流开关。但是，这个电路也付出了代价，漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中。图6 3）原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示。它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls，并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb，阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合，能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关。在原边电压过零阶段，饱和电感工作在线性状态，阻止原边电流ip反向流动，在原边电压为Vin或－Vin时，它工作在饱和状态。尽管它有许多明显的优势，但也有不足之处，如最大占空比范围仍受到很多限制，特别是饱和电感上有很大的损耗，饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题。 4）副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5]。这种电路没有使用耗能元件，在副边增加有源箝位开关S，并通过对有源箝位开关的适当控制，为滞后桥臂创造零电流开关条件。超前桥臂在零电压导通与关断的过程中，输出滤波电感Lf参与了谐振过程，而输出滤波电感通常具有很大的值，超前桥臂开关管可以在很大的 电流型移相全桥DC/DC变换器研究 [ 2007-07-26 21:16:17] 字体大小： 摘要:重点分析了ZCS 电流型移相全桥DC/DC 变换器的启动工作过程,通过在升压电感上附加一个耦合线圈,改进了变换器的启动特性;并给出了实验结果. 关键词:ZCS;全桥相移;启动电路 0 引言 移相全桥零电流开关DC/DC 变换器是一种适用于大功率开关电源的软开关电路.它具有主电路结构简单,易于实现高频化;变压器的漏感可以纳入谐振电路实现功率器件软开关;主电路采用IGBT时,电压应力也很小.因为电路中IGBT的关断是在零电流条件下,可以有效地抑止IGBT由于拖尾电流带来的关断损耗.主电路变压器匝比小则有更容易避免饱和的优点[1][2]. 1 燃料电池并网系统 本论文研究的是一个输入电压为100 V,输出依380 V的DC/DC 变换器,应用于燃料电池并网发电系统,完成燃料电池输出和并网逆变器输入之间升压功能.系统结构框图如图1 所示[3],其所采用的DC/DC 升压装置原理如图2 所示. 图1 燃料电池并网系统 图2 移相全桥DC/DC 升压变换器 本文所分析的电路,通过输入电感储能向输出端供电,类似与Boost 电路,由于在启动过程中,输出电压从0 开始逐渐增大,在启动的一段时间范围内,输入电感始终处于充电状态,电感电流持续增大,最终导致输入 电流过流.另外,在输出端也会有类似Boost电路的电压超调现象,使得输出电压过压.因此如何解决电流型D C/DC变换器启动过程中出现的输入过流、输出过压问题,成为此种电流型DC/DC 变换器能否应用于燃料电池发电系统前端DC/DC变换器的关键技术之一. 2 电路控制原理 图3 所示为主电路IGBT驱动的时序,电路工作原理类似于Boost 电路.具体分析见参考文献[3]. 移相全桥ZVS变换器的原理与设计 移相全桥ZVS变换器的原理与设计 摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW 移相全桥零电压高频通信开关电源。 1引言 传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW) 的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。其特点是开关频率固定，便于控制。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开 关频率提高到1MHz级水平。为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制 芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。 2准谐振开关电源的组成 ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，。 从图1可以看出准谐振开关电源的组成与传统PWM开关电源的结构极其相似，不同的是它在DC/DC变换电路中采用了软开关技术，即准谐振变换器（QRC）。它是在PWM型开关变换器基础上适当地加上谐振电感和谐振电容而形成的，由于运行中，工作在谐振状态的时间只占开关周期的一部分，其余时间都是运行在非谐振状态，所以称为“准谐振”变换器。准揩振变换器又分为两种，一种是零电流开关（ZCS）,一种是零电压开关（ZVS），零电流 摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考. 关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断.ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响. 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的.即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长.原边电流复位目前主要有以下几种方法: 1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件; 2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件; 3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件. 2电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构,以供大家参考. 1)NhoE.C.电路如图1所示[1].该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关.这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高.变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电 硕士学位论文 5kW 移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究 RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE ZVS DC/DC CONVERTER 刘鑫 哈尔滨工业大学 2011年6月 国内图书分类号：TM614 学校代码：10213 国际图书分类号：621.3 密级：公开 工学硕士学位论文 5kW 移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究 硕士研究生：刘鑫导师：马洪飞教授申请学位：工学硕士学 科：电气工程 所在单位：电气工程及自动化学院答辩日期：2011年6月授予学位单位：哈尔滨工业大学 Classified Index:TM614 U.D.C:621.3 Dissertation for the Master Degree in Engineering RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE ZVS DC/DC CONVERTER Candidate ： Supervisor ： Speciality ： Liu Xin Academic Degree Applied for： Prof.Ma Hongfei Master of Engineering Power Electronics and Electric Drivers School of Electrical Engineering and Automation June, 2011 Affiliation ： Date of Defence： Degree-Conferring-Institution ： Harbin Institute of Technology 哈尔滨工业大学硕士学位论文 摘要 DC/DC变换器是电力电子领域重要组成部分，在能源紧张的今天，提高 DC/DC变换器的效率及功率密度，具有重要的意义。功率器件的发展和软开关技术的提出使变换器高效高功率密度成为可能。 移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种能够实现软开关和大功率能量变换的变换器。本文围绕移相全桥ZVS DC/DC变换器的特点，分析了其工作原理、占空比丢失、变压器副边整流二极管振荡、滞后臂软开关实现条件等关键问题，并设计和制作了一款5kW 的原理样机。 第一章介绍了DC/DC变换器的背景及发展方向，其中包括器件、软开关技术和目前DC/DC变换器研究的热点。同时还介绍了全桥变换器常见的控制策略，以及移相全桥变换器常见的问题和国内外学者提出的改进方法。第二章针对课题内 通信电源DC/DC变换器的移相全桥电路分析 本文针对通信电源中DC/DC变换器的移相全桥主电路进行了分析及研究，并提出了采用改进型倍流整流移相全桥电路，来克服传统ZVS PWM全桥变换器存在的一些问题。 1 集中供电方式通信电源系统 为了保证稳定、可靠、安全供电，通信电源系统可采用集中供电、分散供电、混合供电或一体化供电方式。其中集中供电方式通信电源系统的组成框图如图1 所示。 图1 集中供电通信电源系统示意图 目前，国内外通信电源仍然大都采用模拟和数字相结合的控制方式，大量应用数字化技术的还主要是保护和监控电路以及与系统的通信，完成电源的起动、输入与输出的过、欠压保护，输出的过流与短路保护及过热保护等，通过特定的界面电路，也能完成与系统间的通信与显示，但PWM 部分仍然采用专门的模拟芯片。如中兴和华为目前还是采用传统的模拟技术，艾默生已有部分产品采用了全数字的控制，但其EMC、环路稳定性等问题还有待于改善。 本文针对通信电源的特点及现状，采用倍流整流的移相全桥变换器作为主电路，进行了关键参数的计算，并设计出样机进行分析仿真结果。 2 改进型倍流整流移相全桥变换器关键参数设计 倍流整流主电路结构如所图2 示。该电路由全桥逆变和倍流整流电路组成，根据负载大小的不同，该电路可工作在断续和连续模式，在断续状态下，副边二极管自然换流，没有反向恢复引起的电压尖峰，也没有占空比丢失的情况发生，但占空比较小，效率较低。 图2 倍流整流主电路 在连续模式下(如图3 所示)，要从实现副边整流二极管的自然换流以及实现滞后管ZVS 两个方面着手。而实现这两点的关键在于阻断电容和输出滤波电感的优化设计。 Z V S移相全桥变换器设计 Prepared on 22 November 2020 电气工程学院 课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师： 电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 基层教学单位：电气工程及自动化系指导教师：朱艳萍 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科 电力电子与电源课程设计组内自评表 摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875 目录LLC串联谐振全桥DC-DC变换器的研究硕士学位毕业论文
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