APPLICATION NOTE
Introduction
Transmission lines are used to propagate digital and analog signals, and as frequency domain components in microwave design. Transmission lines are used for varied applications, including:
?Power transmission line
?Telephone lines
?Traces on Printed Circuit Boards
?Traces on Multi-Chip Modules
?Traces on Integrated Circuit Packages
Cadence? PSpice? contains distributed and lumped lossy transmission lines that can help to improve the reliability of many applications. For analog and digital circuits, there is a need to examine signal quality for a printed circuit board and cables in a system. For analog circuits, the frequency response of circuits with transmission lines can be analyzed. It is the purpose of this article to examine the steps and issues involved in modeling and analyzing transmission lines in PSpice.
Applications Flowchart
The analysis of transmission line nets requires multiple steps. These steps are given in the following flowchart:
Figure 1. Analysis flowchart for transmission line nets.
This article provides information for the two center blocks, by discussing relevant devices and models in PSpice, along with specific modeling techniques and examples.
Concepts
This section presents the basic concepts of characteristic impedance and propagation delay, and reflections and crosstalk. ? Characteristic impedance, Z0
The characteristic impedance of a transmission line is the ratio of the voltage to the
current. For a uniform line, it is invariant with respect to time and position on the line: If R and G are zero, the characteristic impedance will not depend on frequency, and reduces to
? Attenuation Constant The attenuation constant is the real part of the propagation constant and is important when losses must be considered. ? Propagation Delay
The propagation delay is the reciprocal of the phase velocity multiplied by the length of the transmission line:
where c is the speed of light, and εr is the relative dielectric constant. For a uniform, lossless transmission line.
Medium Delay (ps/in.) Dielectic Constant Air 85 1.0 Coax cable (75% velocity) 113 1.8 Coax cable (66% velocity) 129 2.3 FR4 PCB, outer trace 140-180 2.8-4.5 FR4 PCB, inner trace 180 4.5 Alumina PCB, inner trace 240-270 8-10
Table 1. Delay And Dielectric Constants For Some Transmission Lines.
? Reflections
When a voltage step is traveling down a uniform impedance transmission line, and then encounters an abrupt change in impedance, a portion of the incident energy is “reflected” back. The amount of energy reflected depends on the degree of impedance mismatch. The voltage reflection coefficient, (Z1-Z0)/(Z1+Z0) is a measure of this mismatch:
C
j G L
j R Z t y i t y v ωω++==0),(),(C
L Z =
0c
length t r
d ε*
=LC
length t d *=
Figure 2. Impedance reflection across a boundary.
? Crosstalk
Crosstalk is undesired energy imparted to a transmission line due to signals in adjacent lines. Crosstalk magnitude is dependent on risetime, signal line geometry and net configuration (type of terminations, etc.).
Quantitatively, this energy results from mutual inductances and capacitances in the Telegrapher’s Equations:
Crosstalk is often discussed in terms of forward and backward crosstalk coefficients. These are determined by the ratio of mutual capacitance to self-capacitance, and mutual inductance to self-inductance. If a disturbing line j is coupled to a victim line i that is terminated in its characteristic impedance, these coupling coefficients are
t V C t V C GV x I t V C t V C GV x I t I L t I L RI x V t I L t I L RI x V M M M M ??+????=????+????=?????????=?????????=??1
2222
1111
2222
11
141
*
)(j ii j jj ii ij ij Lj L Li C C C KB +=
These expressions are valid for loose couplings (KB < 0.25). It is clear that crosstalk can be decreased by decreasing mutual coupling Cij and Lij, or by increasing the coupling to ground.
Figure 3 indicates two signal lines in close proximity that are capacitively coupled (CM) and inductively coupled (LM). Both lines have the same characteristic impedance, Z0, and are fully terminated to avoid reflections. One line is “active” and transmits a pulse, while the other is “passive”.
At the source end of the passive line, the current due to CM and the current due to LM are additive. These summed currents produce a voltage drop of the same polarity as the source voltage, termed “Near End” or “Backward” crosstalk (it travels the opposite direction to the source pulse). At the far end of the passive line, the current due to CM and the current due to LM are of opposite polarity producing “Far End” or “Forward” crosstalk.
Figure 3. Two parallel coupled transmission lines. L=length.
Figure 4. Near and far end crosstalk resulting from a step input on an adjacent line.
?“Long “ vs. “Short” Lines
Defining the point at which an interconnect should be treated as a transmission line and hence reflection analysis applied has no consensus of opinion. A rule of thumb is when the delay from one end to the other is greater than risetime/2, the line is considered electrically long. If the delay is less than risetime/2, the line is electrically short. Hence, the following guidelines:
?Lumped line: tr/Td >=4
?Short line: 4 > tr/Td > 2
?Long line: tr/Td <= 2
“Lumped” and “short” lines may always be modeled by lumped circuits. The topic of the next section is to decide how to best model an electrically “long” line.
Lumped and Distributed Transmission Lines
Ideal and Lossy Transmission Lines
Transmission lines that are lossless, that is R=G=0, are termed ideal transmission lines. This is valid if attenuation and skin effect are either negligible or not of concern for the signal frequencies being analyzed.
For real lines, the series resistance is not quite zero, and the phase velocity is slightly dependent on the applied frequency. These non-idealities result in attenuation and dispersion.
?Attenuation
Attenuation results in a reduction in signal amplitude, which may be a function of frequency.
?Dispersion
Dispersion results from the propagation velocity being different for the various frequencies.
These effects can cause the frequency components of a signal to be quite different at the far end of the line, compared to the source. The fast rise and fall times of the input signals can be reduced and become “rounded”. It should be noted that there is a theoretical condition where there is attenuation without dispersion, when R/L = G/C. This is normally not of practical significance.
An attenuation vs. frequency curve is often provided by cable manufacturers to show susceptibility to these effects:
Figure 5 – Attenuation vs. Frequency for a 100 meter lossy coax cable
Quantitatively, attenuation is the real part of the complex propagation constant,
At high frequencies the real part is
or
The following sections discuss the physical causes of line loss, skin effect, dielectric loss, and proximity effect. ? Skin Effect
Skin effect results from the fact that currents tend to concentrate on the conductor
surface. Current density continuously increases from the conductor center to its surface. For classical skin effects, the penetration depth is given by
where K=1/sqrt(π*μ*σ), μ=magnetic permeability of the conducting material expressed in henries per unit length, and σ=conductivity of the conducting material. For SI units and for a copper conductor σ=5.85x107 (ohm-meter)-1 and μ=4π?10-7 (H/meter).
The skin effect reduces the equivalent conductor cross-sectional area, which causes the effective resistance per unit length to increase with increasing frequency. ? Dielectric Loss
Dielectric losses result from leakage currents through the dielectric material, which causes an increase in the shunt conductance per unit length. This results in signal attenuation. For frequencies below 250 MHz, this loss can usually be neglected. Skin effect losses will dominate up through RF frequencies. ? Proximity Effect
This is a current density redistribution in a conductor due to the mutual repulsion (or attraction) to currents flowing in nearby conductors. This current density redistribution reduces the effective cross-sectional area of the conductor, thereby increasing the series resistance. No general rules of thumb have been proposed due to its complicated nature. This effect is a function of the conductor diameters, separation of conductors, and frequency.
Influence of Loss Effects on Primary Line Parameters ? Resistance Per Unit Length, R
)
)((C j G L j R ωωγ++=C L G L C R 22+
=α2
20
0GZ Z R +=
αf
K D =
For coaxial lines, skin effect losses dominate and the resistance per unit length is described by
At high frequencies R dc can often be neglected.
? Inductance Per Unit Length, L
It has been shown for 2-wire lines (twisted pair, parallel wire) that, as the frequency is increased, the skin effect and proximity effect cause a slight reduction in the effective per-unit length self-inductance of the line. This frequency effect can often be neglected in models, and can lead to non-causality. ? Capacitance Per Unit Length, C
This depends primarily on the dielectric constant of the insulating medium and the
geometry of the conductor. Capacitance per unit length is constant over a wide range of frequencies for most dielectrics, such as Polyethylene. ? Conductance Per Unit Length, G
If the loss tangent is available, G may be modeled by use of
Where C is capacitance per unit length, ω is the angular frequency, and tan ? is a dielectric material coefficient known as the “loss tangent”.
? Obtaining R and G from the attenuation vs. frequency curve
It is often necessary to obtain R and G simultaneously from the attenuation vs. frequency curve. The following methods have been used successfully:
1. Using two points at the lower and upper bound of the signal frequencies of interest,
simultaneously solve two equations of the form: 2. Attribute 90% of the loss to R, and 10% of the loss to G [3]. The rational for this is
that most of the loss at high frequencies comes from the resistance of the center conductor.
Specific examples of modeling the attenuation curve are given later.
Both ideal and lossy transmission lines may be modeled as either distributed or lumped. The internal transmission line device in PSpice is distributed, but often a lumped
macromodel can be used to advantage. For this reason both are provided in the Cadence OrCAD ? libraries. The following are guidelines for model selection.
Model Selection
Networks of transmission lines will typically span multiple categories. Each transmission line should be modeled as simply as possible, for faster simulation speed.
?
ωtan C G =2
20
0GZ Z R +=
α1
0,<<+=m Kf R R m dc
CONDITION CONDITION MODEL TYPE
Tr > 5 TD (lumped) R >0.1*
Rsource
TLURCx Lumped RC,
lossy
“ RC > 0.1* tr TLURCx Lumped RC,
lossy
“ L/R > 0.1*tr TLUMPx Lumped, lossy
“ Coupled
symmetric This Article Lumped,
coupled
“ Coupled
asymmetric This Article Lumped,
coupled
Tr < 5 TD Loss negligible T Distributed “ Low loss Tlossy Distributed
“ Coupled
symmetric TxCOUPLED KCOUPLEx
Distributed
Table 2. Model Selection For Different Rise Time And Primary Line Constants. Distributed (T and TLOSSY)
OrCAD provides both ideal and lossy distributed models:
The parameters of the ideal transmission line are:
?Z0 – Characteristic Impedance
?TD – Transmission Delay
The parameters of the lossy transmission line are:
?R - Resistance Per Unit Length
?G - (Shunt) Conductance Per Unit Length
? C - Self Capacitance Per Unit Length
?L - Self Inductance Per Unit Length
?LEN – Length Of Transmission Line
Lumped RC models (TLURCx)
An RC line is a special case where R/L is large (or the series inductance is small). The simplest model for an RC line is a capacitor and a resistor.
Figure 6. Single RC Lump.
OrCAD provides the following RC lumped models in the transmission line library:
Model Description Parameters TLURC1 1 RC Lump R, C, LENGTH TLURC2 2 RC Lumps R, C, LENGTH TLURC4 4 RC Lumps R, C, LENGTH TLURC8 8 RC Lumps R, C, LENGTH TLURC16 16 RC Lumps R, C, LENGTH TLURC32 32 RC Lumps R, C, LENGTH TLURC64 64 RC Lumps R, C, LENGTH TLURC128 128 RC Lumps R, C, LENGTH Table 3. RC Lumped models.
For TLURC64, the value of R for one lump is R*LENGTH/64.
A distributed RC line can be realized with a cascade of T-sections, each T like that of
figure 6. If the number of sections were infinite, the governing equations would be
These combine to produce the diffusion equation
The “Elmore delay” of this line is τd =0.5 R C L 2 + R C L *L + R d *C L + R d C L , where R d is the driver resistance, C L is the load capacitance, and L is the line length. PSpice can be used to predict this delay for heterogeneous networks.
Lumped RLCG models (TLUMPx)
When ωL/R>>1 or ωC/G>>1, the per unit length inductance should be included in the lumped model.
dt
dV C dz dI ?=RI dz dV
?=dt dV
RC
dz V d =2
2
Figure 7: Lumped RLCG including series inductance
OrCAD provides the following RLCG lumped models in the transmission line library: Model Description Parameters
TLUMP1 1 RLC Lump R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP2 2 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP4 4 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP8 8 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP16 16 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP32 32 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP64 64 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
TLUMP128 128 RLC Lumps R, L, C,
G,LENGTH
Table 4. RLC Lumped models.
For example for TLUMP64, the value of R for one lump is R*LENGTH/64.
Transmission Line Couplings
Transmission lines may be coupled to study the effects of mutual inductive and capacitive coupling, such as crosstalk. It is possible to use both a distributed and a lumped model for these macromodels.
Systems of coupled transmission lines can be described by their capacitance and inductance matrices. The elements of the capacitance matrix C are defined by
Cij gives the charge induced on the ith conductor when conductor j is set to a potential of 1 Volt, and all other conductors are grounded. The diagonal elements of C are related to the capacitance of the i th conductor to ground by the following formula
Off diagonal elements are the mutual capacitances for conductors i and j . Terms of the inductance matrix L are described by
Lij gives the flux between the i th conductor and the ground plan when conductor j carries 1.0 Amp, and all other conductors are floating. Off diagonal terms are mutual inductances.
In PSpice, the mutual parameters of a coupled transmission line structure are: LM - Mutual inductance between adjacent tlines per unit length CM - Mutual capacitance between adjacent tlines per unit length
The methods of [1] and [2] are used to decouple the transmission line parameters, subject to the following assumptions:
1. All of the line parameters, C, L, R, G, CM, and LM, must be the same for all of the
lines in the set. 2. Coupling is modeled across adjacent lines only.
3. Edge effects are neglected as a result of the first limitation.
The following models are available for coupled transmission lines: Model Description Parameters T2COUPLE D 2 Symmetric Coupled Lines R, L, C, G, LM, CM, LENGTH T3COUPLE D 3 Symmetric Coupled Lines R, L, C, G, LM, CM, LENGTH T4COUPLE D 4 Symmetric Coupled Lines R, L, C, G, LM, CM, LENGTH T5COUPLE D 5 Symmetric Coupled Lines R, L, C, G, LM, CM, LENGTH KCOUPLE2 2 Line Coupling LM, CM KCOUPLE3 3 Line Coupling LM, CM KCOUPLE4 4 Line Coupling LM, CM KCOUPLE5 5 Line Coupling LM, CM Table 5. Transmission line coupling parts.
j
i ij V Q C =∑?=j
ij
ii ig C C C j
i
ij I F L =
In some cases it is desirable to use a lumped circuit to model coupling. Here we present a symmetric, coupled, 3 conductor, lumped model:
* symmetric coupled 3 conductor lumped
.subckt C3L in1 in2 in3 out1 out2 out3
+params: len=1 r=0 l=1 c=1 lm=1 cm=1
* first conductor
r1 in1 1 {len*r+1u}
l1 1 2 {len*l/2}
c1 2 0 {len*c}
l2 2 out1 {len*l/2}
* second conductor
r3 in2 3 {len*r+1u}
l3 3 4 {len*l/2}
c2 4 0 {len*c}
l4 4 out2 {len*l/2}
* third conductor
r5 in3 5 {len*r+1u}
l5 5 6 {len*l/2}
c3 6 0 {len*c}
l6 6 out3 {len*l/2}
*mutual couplings
k1 l1 l3 {lm/l}
k2 l2 l4 {lm/l}
k3 l3 l5 {lm/l}
k4 l4 l6 {lm/l}
k5 l1 l5 {lm/l}
k6 l2 l6 {lm/l}
c4 2 4 {len*cm}
c5 4 6 {len*cm}
c6 2 6 {len*cm}
.ends
This model can be extrapolated to two, four, and five conductors.
? A Limitation
To be able to decouple the inductance and capacitance matrices, LM < L and CM < C. Large values of LM can lead to a negative eigen value when decoupling the matrix. Rules Of Thumb For Choosing Between Lumped And Distributed Types
?For short transmission lines the distributed model can slow down the simulation by imposing a maximum time step of Td/2. For each line where Tr>Td/2, consider using
a lumped model. Also, a large number of lumps required can slow down the
simulation - use largest lump size that still gives accurate results
?Asymmetric coupled lines should be simulated using lumped models due to assumptions in the model [1] and [2].
?RC (high loss tlines) must be simulated as lumped circuits.
Library Models And Modeling
This section provides an overview of available models and presents modeling techniques and considerations.
Library Models
OrCAD's libraries (PSpice A/D and PSpice) contain lossy transmission lines for coax and twisted pair (frequency domain analysis only), as well as other distributed and lumped macromodels.
Coax Modeling
? Modeling L and C
A simple for formula for the characteristic impedance of coax is
Where d 1 is the diameter of the inner conductor, and d 2 is the diameter of the inside surface of the shield. The propagation delay is
? Modeling R and G
For coaxial lines, the primary loss is from the skin effect. The resistance per unit length becomes:
Where 0 < m < 1. For coax inductance and capacitance per unit length can be treated as frequency independent. Conductance per unit length is
Where C is capacitance per unit length, ω is the angular frequency, and tan φ is a
dielectric material coefficient (“loss tangent”). The angle φ is called the dielectric loss angle. This angle is usually quite small (<0.005 radians) for most dielectrics up to RF frequencies.
)ln(
60
12
0d d Z r
ε=
)
/(85in ps t r d ε=m dc Ks R R +=φωtan C G =
The following is an example model of RG6A/U coax from OrCAD’s libraries. Note that R and G use the Laplace variable ‘s’ to model attenuation as a function of frequency: * Model parameter units are as follows: * len: meters * r: Ohms/meter * l: Henries/meter * g: Mhos/meter * c: Farads/meter *$
* Z0(Ohms) vp(%) F1(MHz) Loss1(dB/100Ft) F2(MHz) Loss2(dB/100Ft)
* RG6A/U 75 66 100 2.9 1000 11 .model RG6A/U TRN (r={59.5022u*sqrt(2*s)} l=379.050n + g={0.0428900p*abs(s)} c=67.3867p) *$
An alternate version of the model is obtained by using the FREQ attribute on the RG6A/U part to use a specified frequency to evaluate R and G. This can have some advantages in transient analysis.
* Subckt version uses fixed frequency, frq, to model simple lossy line *
* Near end hi
* | Near end lo * | | Far end hi
* | | | Far end lo * | | | |
.subckt RG6A/U A1 A2 B1 B2 params: frq=100Meg len=1 .param PI2 {3.141592654*2}
.model RG6A/U TRN (r={59.5022u*sqrt(PI2*frq)} l=379.050n + g={0.0428900p*PI2*frq} c=67.3867p) t A1 A2 B1 B2 rg6a/u len={len} .ends
? Modeling R and G at high frequencies
Attenuation vs. frequency data is generally available to ~1GHz for coax cable. At frequencies above ~1MHz, R and G have the following dependences on frequency:
Here is complex frequency (the Laplace variable).
Modeling Attenuation In Mathcad:
s
b G s
a R ==
The following is a Mathcad program which fits the loss parameters R and G to two points of the Attenuation vs. Frequency curve:
Enter attenuation of 100' of cable in dB at f1. attn1 2.9
Enter characteristic impedance of cable. Enter frequency @ attn1
f1.100106
z075
Enter attenuation of 100' of cable in dB at f2. attn211
Enter frequency @ attn2
f2.100010
6 w1..2πf1
F1 in radians/sec w2..2πf2
F2 in radians/sec
Attenuation factor for f1 in nepers/meter Attenuation factor for f2 in nepers/meter
alpha1
.1328.110
attn1
20 alpha2
.1
328.1
10
attn2
20
=alpha10.0042559231 =alpha20.010*******
* r and g are both functions of frequency, and are computed using the method * described in "Transmission Lines" by Robert Chipman, McGraw-Hill, 1968, * pp 65-66. r is assumed to increase in proportion to the square root * of frequency, while g varies in direct proportion to frequency. A high * frequency relationship for the attenuation factor is: * * alpha = ((r / z0) + (g * z0)) / 2, *
* and r and g can be found by selecting values of alpha at two frequencies
* (100 MHz and 1 GHz are used here) and solving two simultaneous equations: * * alpha1 = (.5 / z0) * r1 + (.5 * z0) * g1 * alpha2 = (.5 / z0) * sqrt(w2 / w1) * r1 + (.5 * z0) * (w2 / w1) * g1 *
* The alpha's are converted to units of nepers per meter, and the frequencies * (w1 and w2) are in units of radians per second. Kramer's rule givs:
r1
.
.alpha1w2w1alpha2z0
2w2w1
w2w1
4
g1
alpha2.alpha1w2w1
().2z0w2w1
w2w1
4
=r10.6963951914 =g10.0000103123
* Then the frequency-dependent expressions for r and g are:
r
r1w1
=r 0.0000277821
g g1w1
=g 1.641254723810
14
The transmission line parameters derived are then
R={2.77821e-5*sqrt(s)} G={-1.64125e-14*abs(s)}
Twinax and Shielded Twisted Pair (STP) Modeling
Twisted shielded pair (STP) or “twinax” is recommended for differential transmission systems at high frequencies or in noisy environments. Although it has superior noise rejection, the proximity of the shield increases the distributed capacitance which significantly attenuates the signal.
? Modeling L, C, LM, and CM
To model STP for differential driving, a multiconductor transmission line is needed. ? OrCAD library parts T2COUPLED or KCOUPLE2 may be used.
? In addition to the lossy tline parameters R, L, G, C, you will need LM and CM, the
mutual inductance and capacitance between adjacent tlines per unit length
A simple for formula for the characteristic impedance of two parallel wires is
Where d is the diameter of the conductor, and s is the separation between wire centers. The propagation delay is
For multiconductor (crosstalk) simulations, it is important to obtain the conductor to conductor coupling parameters LM and CM. Here are suggestions for obtaining these parameters:
? Contact cable vendor for mutual capacitance and inductance data. ? Measure the capacitance and inductance matrices in the lab. ? Use a 2-D field solver, such as the code provided in [5].
Sometimes odd and even mode impedances are provided rather than the inductance and capacitance matrices. The even and odd mode characteristic impedances are related to L, C, LM and
CM in the following way:
Zoe = SQRT((L + e*LM)/(C - e*CM))
Zoo = SQRT((L + o*LM)/(C - o*CM))
Tde = SQRT((L + e*LM)(C - e*CM))
Tdo = SQRT((L + o*LM)(C - o*CM))
Zoe and Zoo are the even and odd mode impedances, respectively, and Tde and Tdo are the corresponding delays. The coefficients e and o are the even and odd mode eigen values of the matrix [L][C], and come out to e=SQRT(2)/2 and o=-SQRT(2)/2 for two symmetric lines.
L, C, Lm and Cm are found by solving the 4 equations above in terms of Zoe, Zoo, Tde, and Tdo.
)2ln(
120
0d s Z r
ε=
)
/(85in ps t r d ε=
传输线反射以及终端电阻 传输线反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 按照传输线理论，当负载与输出不匹配时，信号的传输为非理想行波状态（驻波或反射），会出现波形失真或衰减。阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，当它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器 ，输出阻抗50 Q，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即电缆长度可以忽略的话，就无须考惠阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了；反之则在传输中有能量损失。在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号质量的优劣。阻抗匹配的技术可以说丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理地应用，需要衡量多个方面的因素。例如，在系统设计中，很多采用的都是源端的串联匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式，以下逐一分析。例如，差分的匹配多数采用串联终端的匹配；时钟采用并联终端匹配。1)串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻 R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射。串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：(1)由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播。(2)信号在负载端的反射系数接近十1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。(3)反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接收到的信号与原始信号的幅度近似相同。(4)负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收。(5)反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为+4.5 V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37 Q，在高电平时典型的输出阻抗为45 Q；TTL驵动器和CMOS驱动器一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。2)并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信
附件A、三极管的Pspice模型参数.Model
第 2 页共9页
附件B、PSpice Goal Function 第 3 页共9页
附件C Modeling voltage-controlled and temperature-dependent resistors Analog Behavioral Modeling (ABM) can be used to model a nonlinear resistor through use of Ohm抯 law and tables and expressions which describe resistance. Here are some examples. Voltage-controlled resistor If a Resistance vs. Voltage curve is available, a look-up table can be used in the ABM expression. This table contains (Voltage, Resistance) pairs picked from points on the curve. The voltage input is nonlinearly mapped from the voltage values in the table to the resistance values. Linear interpolation is used between table values. Let抯 say that points picked from a Resistance vs. Voltage curve are: Voltage Resistance The ABM expression for this is shown in Figure 1. 第 4 页共9页
微波技术与天线实验报
（1）负载开路，负载短路，与负载匹配 负载开路与短路即为令终端负载L Z 为∞或0，而对于功率输出，当负载匹配时会得到最大的功率输出；对于电源电压输出，指电源内阻越小在内阻上的压降越小，会得到最大的电压输出，就是说电源的效率最大，当内阻r=0,电源的效率等于1（100%）。 （1）传输线的工作状态 传输线的工作状态取决于传输线终端所接的负载，有三种状态。其中负载开路与短路即为令终端负载L Z 为∞或0导致传输线工作于驻波状态，Z L =Z 0时传输线工作于行波状态。 行波状态：传输线上无反射波出现，只有入射波的工作状态。 当传输线终端负载阻抗等于传输线的特性阻抗，即Z L =Z 0时，线上只有入射波（反射系数为零)。此时 z z e U e Z I U z U '' =+= 'γγ20222 )( z z e I e Z Z I U z I ' +'=+= 'γγ20 0222)( 对于无损耗线=γj β,则
本实验用微带传输线模块模拟测量线。利用驻波测量技术测量传输线上的波，可以粗略地观察波腹、波节和波长，进而测量反射系数|Γ|和驻波比ρ。若条件允许可以使用反射测量电桥以较精确地测量反射损耗。 （1）实验仪器 RZ9908综合实验箱频率合成信号发生器电场探头频谱分析仪反射测量电桥终端负载（2）实验思路 用驻波分布法测量微带传输线上电磁波的波长。观测微带传输线上驻波分布，测量驻波的波腹、波节、反射系数和驻波比。 （3）实验过程 实验装置大致如下，应用实验箱固定模块可简化操作。 原理如下： 实验连接图如下：
微带传输线模块测量端开路（不接负载)。 把频率合成信号发生器设置成为：CENTER FREQUENCY=1000MHz，SPAN=1MHz，参考电平-30dBm，在保证信号不超出屏幕顶端的情况下，参考电平越小越好，尽量使信号谱线的峰值显示在屏幕的第一格和第二格之间。 频率合成信号发生器设置为输出频率1000MHz和最小衰减量。 如图1连接，逐次移动探头。记录探头位置刻度读数和频谱分析仪读数，必要时可调节信号发生器的输出功率或频谱分析仪的参考电平。 改变频率合成信号发生器的输出频率为800MHz，再重复进行驻波分布测试。 用反射测量电桥来测量驻波损耗，按图2连接好实验装置
实验四参数扫描分析和统计分析 实验目的： 1、学习一些特定参数分析的方法，使之能够在今后的场合适用； 2、学会做蒙托卡诺这种随机抽样、统计分析的分析方法； 3、学会观测输出文件中的数据以及如何用图形表示出相应数据。 实验步骤： 1、首先确定好研究对象，即下面的差分电路： 2、进行参数扫描分析： 1）首先在原图的基础上选定一个参数扫描分析的对象，如选定R1。要先加入参数符号，可从元器件图开符号库中调出名称为PAPAM的符号，如下图：
2)加入元件后，双击它则需要给它加入一个属性，点击new: 3)在上面Property中填入R1，然后，在R1中输入1K的阻值，然后，右击该值，选择Display，在出现的Display Properties中选择“Name And Value” 4）设定好之后，把图中R1的值改为{R1}，则完成的图形如下：
5）现在设置仿真参数，在时域分析的同时做参数分析，参数设置如下： 一般设置： 参数设置：“Sweep variable”中选择“Global parameter”，注意parameter中的R1不用加{} 6）点击运行之后在probe中出现：
点击OK以后出现的图形如下：（图中out1、out2都加了电压针） Time 0s0.2us0.4us0.6us0.8us 1.0us V(OUT2)V(OUT1) 2.0V 4.0V 6.0V 8.0V 该波形是呈对称的波形，随着电阻从1K至10K的变化，电压变化的越来越平缓且电压平均在逐渐减小。 3、蒙托卡诺分析 1）在上图的基础上，首先把全局参数设置的删除，把R1改成Rbreak中电阻元件： 2)对刚替换的R1符号后要设置电阻的模型参数变化，则，首先选中该元件，再执行Capture中的Edit/PSpice Model子命令，则出现下图，并设置相应的DEV、LOT参数变化模式：
知识点2 1. 结合具体制造系统或服务系统，分析离散事件动态系统的基本特征。 2. 什么叫“状态空间爆炸”？产生状态空间爆炸的原因是什么？它给系统性能分析带来哪些 挑战？ 3. 常用的离散事件系统建模方法有哪些，它们是如何分类的？ 4. 什么是马尔可夫特性？它在离散事件系统建模与分析中有什么作用？ 5. 根据功能不同，仿真模型（程序）可以分为哪三个层次？分析三个层次之间的关系。 6. 分析事件调度法、活动循环法、进程交互法和消息驱动法等仿真调度方法的特点，在分 析每种调度方法基本原理的基础上，阐述几种仿真调度方法之间的区别与联系，并绘制每种仿真调度方法的流程图。 7. 结合具体的离散事件系统，如银行、理发店、餐厅、超市、医院、作业车间等，采用事 件调度法、活动循环法或进程交互法分析建立此类系统的仿真模型，试分析仿真模型中的建模元素以及仿真调度流程。 8. 从系统描述、建模要点、仿真时钟推进机制等层面，比较事件调度法、活动循环法和进 程交互法的异同之处。 9. 什么叫仿真时钟，它在系统仿真中有什么作用？什么叫仿真时钟推进机制？常用的仿真 时钟推进机制有哪些？它们的主要特点是什么，分别适合于怎样的系统？ 10.结合具体的离散事件系统，分析若采用固定步长时间推进机制、下次事件时间推进机制 或混合时间推进机制时，分别具有哪些优点和缺点，以图形或文字等形式分析时钟推进流程。 11.什么叫仿真效率？什么叫仿真精度？分析影响仿真效率和仿真精度的因素？ 12.从仿真效率和仿真精度的角度，分析和比较三种仿真时钟推进机制的特点，并分析三种 仿真时钟推进机制分别适合于什么样的系统？ 13. 什么是蒲丰投针试验？绘制蒲丰投针试验原理图，通过推导蒲丰投针试验中针与任一直 线相交的概率，分析采用随机投针试验方法来确定圆周率π的原理。 14. 按照蒲丰投针试验的条件和要求，完成投针试验，在统计投针次数、针与直线的相交次 数的基础上，求解π的估计值，并以报表或图形等形式表达试验结果。具体要求如下： ①自行确定针的长度、直线之间的距离。 ②投针10次、20次、30次、40次、50次、…、100次、…、200次、…，分别计算针 与直线相交的概率、π的估计值。 ③以一随机变量描述上述试验结果，并通过编程或采用商品化软件，以图形、报表等形 式表示投针试验结果，分析其中的规律，并给出结论。 ④写出试验报告。 ⑤在熟悉投针试验原理的基础上，编制投针试验仿真程序，动态运行投针试验的过程。15．什么是蒙特卡洛仿真？它有什么特点，蒙特卡洛仿真应用的基本步骤是什么？ 16．采用C或C++等语言，分别编写产生均匀分布、正态分布、指数分布以及威布尔分布的伪随机数序列，通过改变每种分布中参数的数值，分析不同参数数值对随机数值的影响；通过对所产生的伪随机数分布区间的统计、分析和绘图，检验伪随机数的特性及其数值特征。 17. 对于制造系统而言，库存有哪些作用和功能？ 18. 在制造企业中，库存大致可以分成四种类型。简要论述四种库存的名称和功能。 19. 什么是安全库存、订货提前期？确定安全库存和订货提前期时分别需要考虑哪些因素？ 20. 什么叫“订货点法”？要确定订货点，需要哪些条件？订货点法适合于怎样的库存系统？
1.3.1国外交通仿真技术的研究现状 交通系统仿真技术是随着电子计算机和系统仿真技术的发展而发展起来的。在国外大体上经历了三个发展阶段tl3〕。 第一阶段，20世纪40年代末至60年代初，为诞生期。该时期的工作大多讨论的是如何进行交通流仿真，直到大约1%O年，用仿真技术研究交通流状态的可能性和可行性才得到普遍承认，并且开始开发一些交通系统仿真软件。 第二阶段，20世纪60年代初至80年代初，为发展期。该时期，发表了大量的论文和专著，主要都是关于交通流仿真方法及其模型建立的内容。与此同时，大量的交通系统仿真应用软件被开发出来，这些软件可以分为两种类型，一类以宏观交通仿真模型为基础，另一类则以微观交通仿真模型为基础。 第三阶段，20世纪80年代初至现在，为成熟期。这一时期，交通系统仿真技术在美国已经得到了迅速的发展和广泛的应用。本阶段，交通系统仿真技术的发展呈现如下特征: ①系统建模开始突破微观模型与宏观模型，出现了混合模型。一个典型的例子是由schwerdtfeger于1984年提出的DYNEMO仿真模型，采用交通流的一般关系式来描述车流运动，而将每辆车看作是一个基本单元。另外，、乞nAerde于20世纪80年代中期开发的INTEGRATION，混合使用了微观和宏观交通流模型，被认为是准微观模型。 ②仿真软件开始向大型化、综合性方向发展。例如，由Hubschnelder
从1983年开始研制的MlsSION软件，既可用于高速公路，又可用于城市道路;既可用于一般的交通流仿真，又可用于公共交通系统的仿真试验。再如，由英国M琳公司开发的T班PS和美国caliper公司推出的肠anscAD软件包，都是以四阶段模型为基础，用于区域交通规划。值得一提的还有，由英国Quadstone公司从1992年开发奴它ARAMIcs，能够持100万个结点，，_400万个路段，32000个区域的路网。除此之外，这一时期还研制出用于信号交叉口的CALSIG(1988年)、CAPSSI(1986年)、POSIT(1985年)、SIDRA2.2(1986年)、sIGNA 乓55(1986年)、soAP一84(1984年)，用于高速公路的CoRQ以及用于乡村道路的TWOPAS等。 ③研究重点从软件开发逐渐转向了系统模型的改进，包括模型的精炼，如加入优化子模型和加入有效性测定、仿真模型集成、向个人计算机移植等等。于是，己开发出的软件不断推出新的版本，比如，到1983年，sIGOP己上升为SIGOP一111;到1987年，TRANSYT已经上升为TRANSYT7F;到1985年，FREQ已上升为FREQSPE，TRARR 己提出了第三版等等。 中国智能交通网https://www.doczj.com/doc/e614419130.html, 国内外交通仿真技术的研究现状https://www.doczj.com/doc/e614419130.html,/tech/show-8818.html ④新的计算机技术开始用于交通系统仿真，主要表现为仿真界面更加友好，人机交流更加方便。另外，计算机图形技术的应用使得仿真过
国内外交通仿真技术的研究现状 仿真，顾名思义是指对真实事物的模仿，也称为“模拟”，它是指为了求解问题而人为地模拟真实系统的部分或整个运行过程。由于科学研究与实践的对象是兼有方法论与工具意义的系统仿真问题，因此，我们讲的仿真一般也就是指系统仿真。雷诺(T.H.Nayfor)在其专著中定义:仿真是在数字计算机上进行实验的数学化技术，它包括数字与逻辑模型的某些模式，这些模型描述某一事件或系统(或者它们的某些部分)在若干周期内的特征。 国内学者认为:系统仿真就是在计算机或实体上建立系统的有效模型(数字的、物理的、数字一物理效应混合的模型)，并在模型上进行系统试验。 目前人们普遍接受的观点是:系统仿真是以相似原理、控制理论、系统技术、信息技术及其应用领域有关专业技术为基础，以计算机和各种专用物理效应设备为工具，利用系统模型对真实的或设想的系统进行动态研究的一门多学科综合技术。 系统仿真是20世纪50年代逐步形成并迅速发展起来的新兴学科。最早的通用仿真器是由美国IBM公司研制的，1%7年更名为通用仿真系统，并增加了许多功能，直至后来发展成应用最广的一种离散系统仿真语言。时至今日，仿真技术发展方兴未艾。我国自20世纪50年代就开展了仿真技术研究，并得到了迅速发展。60年代末，在开展连续系统仿真的同时，已开始对离散事件系统(如交通管理、
企业管理)进行仿真研究。 70一80年代，在训练仿真器方面获得飞速发展，自行研制的飞行仿真器、舰艇仿真器、火电机组培训仿真系统、化工过程培训仿真系统、汽车模拟驾驶仿真器相继研制成功并投入使用，在行业操作人员培训中发挥了很大的作用。1989年中国系统仿真学会正式立，标志着仿真学在中国的发展进入了一个崭新的阶段。90年代，我国开始对分布交互式仿真、虚拟现实仿真等先进仿真技术及其应用进行研究，开展了较大规模的复杂系统仿真[‘2一。 系统仿真近些年来发展十分迅速，它综合集成了计算机、网络、图形图像、多媒体、软件工程、信息处理、自动控制等多个高科技领域的知识。现代仿真系统已经成为任何复杂的系统特别是高新技术产业不可缺少的研究、设计、评价和训练的手段和工具，并在实践中得到了有效的应用。 1.3.1国外交通仿真技术的研究现状 交通系统仿真技术是随着电子计算机和系统仿真技术的发展而发展起来的。在国外大体上经历了三个发展阶段tl3〕。 第一阶段，20世纪40年代末至60年代初，为诞生期。该时期的工作大多讨论的是如何进行交通流仿真，直到大约1%O年，用仿真技术研究交通流状态的可能性和可行性才得到普遍承认，并且开始开发一些交通系统仿真软件。 第二阶段，20世纪60年代初至80年代初，为发展期。该时期，发表了大量的论文和专著，主要都是关于交通流仿真方法及其模型建立
传输线的反射干扰分析 一.引言 在微机系统中，接口与其它设备之间的连接要通过一定长度的电缆来实现，在计算机内部，印制电路板之间需要通过焊接线来连接。在一些其它的脉冲数字电路中也存在这类事的问题。脉冲信号包含着很多的高频成分，即使脉冲信号本身的重复频率并不十分高，但如果前沿陡峭，在经过传输通道时，将可能发生信号的畸变，严重时将形成振荡，破坏信号的正常传输和电路的正常工作。脉冲信号的频率越高，传输线的长度越长，即便问题越严重。 二.传输线的反射干扰及其造成的危害 任何信号的传输线，对一定频率的信号来说，都存在着一定的非纯电阻性的波阻抗，其数值与集成电路的输出阻抗和输入阻抗的数值各不相同，在他们相互连接时，势必存在着一些阻抗的不连续点。当信号通过这些不连续点时便发生“反射”现象，造成波形畸变，产生反射噪声。另外，较长的传输线必然存在着较大的分布电容和杂散电感，信号传输时将有一个延迟，信号频率越高，延迟越明显，造成的反射越严重，信号波形产生的畸变也就越厉害。这就是所谓的“长线传输的反射干扰”。对于TTL器件来说，“过冲”超过6V时，对器件输入端的P-N结就有造成损坏的可能。同时从3V～-6V的大幅度下降，将会对邻近的平行信号产生严重的串扰，且台阶将造成不必要的延时，给工作电路造成不良的后果。一旦形成震荡，危害就更严重，这种振荡信号将在信号的始端和终端同时直接构成信号噪声，从而形成有效的干扰。 三.信号传输线的主要特性及阻抗匹配 1.信号传输线的特征阻抗 对于计算机及数字系统来说，经常使用的信号传输线主要有单线(含接连线和印制线等)、双绞线、带状平行电缆、同轴电缆和双绞屏蔽电缆等。传输线的特性参数很多，与传输线的反射干扰有关的参数主要有延迟时间和波阻抗。一般说来，反显得信号延迟时间最短，同轴电缆较长，双绞线居中，约为6ns/m。波阻抗为单线最高，约为数百欧，双绞线的波阻抗，双绞线的波阻抗一般在100Ω-200Ω之间，且绞花越短，波阻抗越低。从抗干扰的角度讲，同轴电缆最好，双绞线次之，而带状电缆和单线最差。 2.阻抗的匹配 当传输线终端不匹配时，信号被反射，反射波达到始端时，如始端不匹配，同样产生反射，这就发生了信号在传输线上多次往返反射的情况，产生严重的反射干扰。因此要尽可能做到始端和终端的阻抗匹配，是抑制反射干扰的有效途径。为此，确定“长线”的最佳长度是至关重要的。 在实际实践中，一般以公式的经验来决定实际电路信号传输线的最大允许不匹配长度(也即“长线”界限)。其中，为电路转换边沿的平均宽度，对于常用的中速TTL电路，取15ns，为传输线的延迟时间。可以计算出，其最大允许匹配长度分别为1m，0.6m和0.4m，否则应考虑阻抗匹配。对于高速运行的ECL器件，由于其传输时间只有4ns-5ns，故传输长度一般超过20cm时，就应考虑匹配问题。 阻抗匹配的方法可以分为始端阻抗匹配和终端阻抗匹配。 始端阻抗匹配的方法是在电路的输出端，即传输线的输入端串接一个电阻R，使电路的输出电阻(对TTL而言分别为14R和135R)与所用传输线的波阻抗(如双绞线典型波阻抗为130R)相近似，。这种方法简单易行，波形畸变也较小。但由于电流流经，使在线低压电平上升，从而降低信号低电平的噪声容限。一般规定低电平的升高要小于0.2V,为此应考虑减少负载们的个数来减小电阻R上的电压降。 无源终端匹配可以在接收端的逻辑门的输入端，即传输线的终端并联一个电阻，其阻值应近似等于传输线的波阻抗，。这种方法一般仅限于发送端采用功率驱动门的场合，如用普通
Pspice仿真——常用信号源及一些波形产生方法首先说说可以应用与时域扫描的信号源。在Orcad Capture的原理图中可以放下这些模型，然后双击模型，就可以打开模型进行参数设置。参数被设置了以后，不一定会在原理图上显示出来的。如果想显示出来，可以在某项参数上，点击鼠标右键，然后选择di splay，就可以选择让此项以哪种方式显示出来了。 1.Vsin 这个一个正弦波信号源。 相关参数有： VOFF：直流偏置电压。这个正弦波信号，是可以带直流分量的。 VAMPL：交流幅值。是正弦电压的峰值。 FREQ：正弦波的频率。 PHASE：正弦波的起始相位。 TD：延迟时间。从时间0开始，过了TD的时间后，才有正弦波发生。 DF：阻尼系数。数值越大，正弦波幅值随时间衰减的越厉害。 2.Vexp 指数波信号源。 相关参数有： V1：起始电压。 V2：峰值电压。 TC1：电压从V1向V2变化的时间常数。 TD1：从时间0点开始到TC1阶段的时间段。 TC2：电压从V2向V1变化的时间常数。 TD2：从时间0点开始到TC2阶段的时间段。 3.Vpwl 这是折线波信号源。 这个信号源的参数很多，T1~T8，V1~V8其实就是各个时间点的电压值。一种可以设置8个点的坐标，用直线把这些坐标连起来，就是这个波形的输出了。 4.Vpwl_enh 周期性折线波信号源。
它的参数是这样的： FIRST_NPAIRS：第一转折点坐标，格式为（时间，电压）。 SECOND_NPAIRS：第二转折点坐标。 THIRD_NPAIRS：第三转折点坐标。 REPEAT_VALUE：重复次数。 5.Vsffm 单频调频波信号源 参数如下： VOFF：直流偏置电压。 VAMPL：交流幅值。正弦电压峰值。 FC：载波信号频率 MOD：调制系数 FM：被调制信号频率。 函数关系：Vo=VOFF+VAMPL×sin×（2πFC×t+MOD×sin（2πFM×t）） 6.Vpulse 脉波信号源。 这大概是我最常用到的信号源了。用它可以实现很多种周期性的信号：方波、矩形波、三角波、锯齿波等。可以用来模拟和实现上电软启动、可以用来产生PWM驱动信号或功率信号等等。 参数如下： V1：起始电压 TD：从时间零开始到V1开始跳变到V2的延迟时间。 TR：从V1跳变到V2过程所需时间。 TF：从V2跳回到V1过程所需时间。 PW：脉冲宽度，就是电压为V2的阶段的时间长度。 PER：信号周期
PCB中的传输线理论 PCB板上的信号传输速率越来越高，PCB走线已经表现出传输线的性质.在集总电路中视为短路线的连线上，在同一时刻的不同位置的电流电压已经不同，所以集总参数在这时已经不起作用了，必须采用分布参数传输线理论来处理(注：如果线长度大于信号传输有效长度的1/6(1/4)，那么我们就看做是一个分布式系统）。传输线的模型可以用图1表示： 单根传输线模型 如果是理想的无损传输线，这没有G 和 R。当然这也在现实中不存在的理想状况。所以，我们以下的考虑都是有损传输线。 对于图传输线的性质可以用电报方程来表达,电报方程如下： dU/dz = ( R + jwL) I dI/dz = ( G +jwC) U 电报方程的解为： 通解中的 由于R, G 远小于 jwL、jwC，所以通常所说的阻抗是指： 从通解中可以看到传输线上的任意一点的电压和电流都是入射波和反射波的叠加，传输因此传输线上任意一点的输入阻抗值都是时间、位置、终端匹配的函数，再使用输入阻抗来研究传输线已经失去意义了，所以引入了特征阻抗、行波系数、反射系数的概念描述传输线。 特征阻抗的物理意义就是：入射波的电压和入射波的电流的比值，或反射波的电压和反射波电流的比值。 电磁波在介质的中的传输速度只与介质的介电常数或等效介电常数有关。 根据经验：FR4内层带状线的传输速度为180ps/inch，表层微带线的传输速度为 140~180ps/inch。 PCB常见的传输线主要有以下几种： 1.1.1 微带线（Microstrip)
式中: w－－导线宽度 t －－导线厚度 h－－介质厚度适用范围： w/h 的比值在0.1~1.0之间； 相对介电常数在1~15之间； 地线宽度大于信号线宽度7倍以上。 1.1.2 嵌入式微带线（Embedded Microstrip) 式中： w－－导线宽度 t－－导线厚度 h－－介质厚度适用范围： w/h 的比值在0.1~1.0之间； 相对介电常数在1~15之间； 地线宽度大于信号线宽度7倍以上。 1.1.3 差分线(Differential Pair)
PSpice A/A电路高级分析功能 孙海峰这里将以RC单管放大电路为实例，进行全面的PSpice A/A电路高级仿真分析。目的是，将五个高级分析工具的具体使用方法贯穿全过程的综合应用， 一、电路原理图设计及模拟仿真分析（PSpice A/D） 1、调用PSpice-AA元件模型库 OrCAD自带的PSpice A/用于高级电路分析的元件模型库，在安装目录的Tools/Capture/Library/pspice/advanls如下图所示。 可以将上述高级分析的模型库文件全部进行加载以便调用。 2、电路原理图绘制 电路原理图的绘制方法和Capture中类似，只是调用的模型库不同而已，在上述的模型中找到设计所需的元件，加以调用，进行连线等操作即可；此外，这里还需要多设置元件的高级仿真参数，例如容差、极限等。具体步骤如下：（1）添加电路设计元器件 （2）设置高级分析元器件参数 在特殊符号“SPECTAL”库中找到“VABIABLES”，然后将之添加到原理图中，这就是高级分析的参数变量表，其中可以设置各元件的高级分析参数，具体
设置如下图所示。
(3)电路原理图设计 原理图绘制完成后，模型标称值设置与标准PSpiceA/D模型相同，所有电路参数设置完，如下图所示。 3、电路的PSpice A/D模拟仿真 创建RC单管放大器电路的PSpice A/D仿真设置，对其进行交流分析，并检查结果，交流分析仿真参数设置如下图。
交流分析结果及电路输出波形如下图所示，从图中可以看出增益、带宽均为适宜，对标称值设计业已理想。 二、灵敏度(Sensitivity)分析 1、确定电路特性参数 为进行灵敏度分析将电路特性参数（带宽、增益）细化，在交流分析结果输出时，可在显示模拟分析结果的Probe窗口中，选择菜单Trace/Evaluate Measurement子命令，在出现的Evaluate Measurement对话框中，选择电路特性函数3DB的带宽，具体设置如下图。
传输线阻抗匹配方法 匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1.并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到V CC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到V CC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。 并联终端匹配技术突出的优点就是这种类型终端匹配技术的设计和应用简便易行，在这种终端匹配技术中仅需要一个额外的元器件；这种技术的缺点在于终端匹配电阻会带来直流功率消耗。另外并联终端匹配技术也会使信号的逻辑高输出电平的情况退化。将TTL输出终端匹配到地会降低V OH的电平值，从而降低了接收器输入端对噪声的免疫能力。 对长走线进行并联终端匹配后仿真，波形如下： 2.串联终端匹配 串联终端匹配技术是在驱动器输出端和信号线之间串联一个电阻，是一种源
端的终端匹配技术。驱动器输出阻抗R0以及电阻R值的和必须同信号线的特征阻抗Z0匹配。对于这种类型的终端匹配技术，由于信号会在传输线、串联匹配电阻以及驱动器的阻抗之间实现信号电压的分配，因而加在信号线上的电压实际只有一半的信号电压。 而在接收端，由于信号线阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情况下，接收器的输入阻抗更高，因而会导致大约同样幅度值信号的反射，称之为附加的信号波形。因而接收器会马上看到全部的信号电压（附加信号和反射信号之和），而附加的信号电压会向驱动端传递。然而不会出现进一步的信号反射，这是因为串联的匹配电阻在接收器端实现了反射信号的终端匹配。 串联终端匹配技术的优点是这种匹配技术仅仅为系统中的每一个驱动器增加一个电阻元件，而且相对于其它的电阻类型终端匹配技术来说，串联终端匹配技术中匹配电阻的功耗是最小的，而且串联终端匹配技术不会给驱动器增加任何额外的直流负载，也不会在信号线与地之间引入额外的阻抗。 由于许多的驱动器都是非线性的驱动器，驱动器的输出阻抗随着器件逻辑状态的变化而变化，从而导致串联匹配电阻的合理选择更加复杂。所以，很难应用某一个简单的设计公式为串联匹配电阻来选择一个最合适的值。 对长走线进行串联终端匹配后仿真，波形如下： 3.戴维南终端匹配
PSpice A/D数模混合仿真 孙海峰Cadence的PSpice A/D可以对电路进行各种数模混合仿真，以验证电路的各个性能指标是否符合设计要求。PSpice A/D主要功能是将Capture CIS产生的电路或文本文件（*.cir）进行处理和仿真，同时附属波形观察程序Probe对仿真结果进行观察和分析。 PSpice A/D数模仿真技术主要包括以下几类仿真： 1、直流扫描分析（DC Sweep）：电路的某一个参数在一定范围内变化时，电路直流输出特性的分析和计算。 2、交流扫描分析（AC Sweep）：计算电路的交流小信号线性频率响应特性，包括幅频特性和相频特性，以及输入输出阻抗。 3、噪声分析（Noise）：在设定频率上，计算电路指定输出端的等效输出噪声和指定输入端的等效输入噪声电平。 4、直流偏置点分析（Bias Point）：当电路中电感短路，电容断路时，电路静态工作点的计算。进行交流小信号和瞬态分析之前，系统会自动计算直流偏置点，以确定瞬态分析的初始条件和交流小信号条件下的非线性器件的线性化模型参数。 5、时域/瞬态分析（Transient）：在给定激励下，电路输出的瞬态时域响应的计算，其初始状态可由用户自定义，也可是直流偏置点。 6、蒙特卡洛分析（Monte-Carlo）：根据实际情况确定元件参数分布规律，然后多次重复进行指定电路特性的分析，每次分析时的元件参数都采用随机抽样方式，完成多次分析后进行统计分析，就可以得到电路特性的分散变化规律。 7、最坏情况分析（Worst）：电路中元件处于极限情况时，电路输入输出特性分析，是蒙特卡洛的极限情况。
8、参数扫描分析（Parametric Sweep ）电路中指定元件参数暗规律变化时，电路特性的分析计算。 9、温度分析（Temperature ）：在指定温度条件下，分析电路特性。 10灵敏度分析（Sensitivity ）：计算电路中元件参数变化对电路性能的影响。 以上就是PSpice A/D 所能进行的电路数模混合仿真的内容，下面就介绍具体如何使用PSpice A/D 来对电路进行数模仿真。 运用PSpice 仿真的基本流程如下图： 一、绘制仿真原理图 调用软件自带的仿真模型库（Tools/Capture/Library/PSpice ）中的元件，这里的元件模型都是具有电气特征的，可以直接进行PSpice A/D 仿真。原理图绘制方法和Capture 中一样，不再赘述，绘制以下RC 单通道放大器原理图如下： 绘制仿真原理图 仿真 观察分析仿真结果 调整电路 调整仿真参数 设置仿真参数
PSpice A/D将直流工作点分析、直流扫描分析、交流扫描分析和瞬态TRAN分析作为4种基本分析类型，每一种电路的模拟分析只能包括上述4种基本分析类型中的一种，但可以同时包括参数分析、蒙特卡罗分析、及温度特性分析等其他类型的分析，现对4种基本分析类型简介如下。 1. 直流扫描分析（DC Sweep） 直流扫描分析的适用范围：当电路中某一参数（可定义为自变量）在一定范围内变化时，对应自变量的每一个取值，计算出电路中的各直流偏压值（可定义为输出变量），并可以应用Probe功能观察输出变量的特性曲线。 例对图1-1所示电路作直流扫描分析 图1-1 直流扫描分析实例 （1）绘图 应用OrCAD/Capture软件绘制好的电路图如图1-2所示。 图1-1 直流扫描分析实例 （2）确定分析类型及设置分析参数 a) Simulation Setting（分析类型及参数设置对话框）的进入 ·执行菜单命令PSpice/New Simulation Profile，或点击工具按钮，屏幕上弹出New Simulation （新的仿真项目设置对话框）。如图1-3所示。 图1-2 New Simulation对话框 ·在Name文本框中键入该仿真项目的名字，点击Create按钮，即可进入Simulation Settings （分析类型及参数设置对话框），如图1-4所示。 图1-3 Simulation Settings b）仿真分析类型分析参数的设置
图1-2所示直流分压电路的仿真类型及参数设置如下（见图1-4）： ·Analysis type下拉菜单选中“DC Sweep”； ·Options下拉菜单选中“Primary Sweep”； ·Sweep variable项选中“V oltage source”，并在Name栏键入“V1”； ·Sweep type项选中“Linear”，并在Start栏键入“0”、End栏键入“10”及Increment栏键入“1”。 以上各项填完之后，按确定按钮，即可完成仿真分析类型及分析参数的设置。 另外，如果要修改电路的分析类型或分析参数，可执行菜单命令PSpice/Edit Simulation Profile，或点击工具按钮，在弹出的对话框中作相应修改。 （3）电路的模拟仿真 a）PSpice A/D视窗的启动 执行菜单命令PSpice/Run，或点击工具按钮，即可启动PSpice A/D视窗执行电路的仿真模拟，并且系统可自动调用Probe模块，对模拟结果进行后处理，屏幕显示如图1-5所示。 图1-4 Probe窗口界面 b）波形的显示 ·执行Probe窗口中的菜单命令Trace/Add Trace，或点击工具按钮，屏幕上弹出Add Trace 对话框，如图1-6所示。 图1-5 Add Trace对话框 ·在Add Trace对话框的左半部列表中移动光标，点选需要显示波形的变量名，则被选中的变量名依次出现在该对话框底部的Trace Expression栏。本例选中V（A）和V（B）两个变量（见图1-26）。选择完毕，按OK按钮，Probe窗口显示图1-22所示的直流分压电路中A、B两点的电压变化波形，如图1-7所示。 图1-6 Probe窗口的波形显示
交通仿真原理及交通仿真模型建立方法 摘要：交通仿真是计算机仿真技术在交通工程领域的一个重要应用，可以清晰的辅助分析预测交通堵塞的地段和原因，对城市规划、交通工程、和交通管理的有关方案进行比较和评价。本文在当今社会的背景下，回顾国内外交通仿真技术的发展历程，并简要分析了交通仿真技术的主要特点，然后通过交通仿真模型的建立，更加深入了解交通仿真技术。 关键词：交通仿真交通仿真模型 交通仿真：是研究复杂交通问题的重要工具，尤其是当一个系统过于复杂，无法用简单抽象的数学模型描述时，交通仿真的作用就更为突出。可以清晰的辅助分析预测交通堵塞的地段和原因，对城市规划、交通工程、和交通管理的有关方案进行比较和评价，在问题成为现实以前，尽量避免，或有所准备。 一、引言 随着社会的发展，影响交通系统的相关因素越来越多，而我们又总是力求寻找最优解决方案，以期解决各种交通问题，然而，在现实交通环境中，某些领域需要大量资金的投入，某些领域还隐含着很多不安全因素，这就使得寻求最优方案的期望变得很渺茫，甚至是不可能现实的。此时，应用计算机技术进行交通仿真就成为了一种很有效的技术手段。计算机仿真是目前人们进行科学研究和解决现实中难以实现问题的一种主要方法。【l】根据研究对象的不同，交通仿真有两种主要模型：宏观仿真模型、中宏观仿真模型和微观仿真模型【2】 交通仿真系统可以为交通管理系统设计方案评价、道路几何设计方案评价、交通工程理论研究、交通安全分析、新交通技术和设想的测试以及人员培训等诸多应用领域提供方便、高效的实验分析工具。交通仿真为交通道路设计规划提供技术依据，而且还可以对各种参数进行比较和评价，以及环境影响的评价等。随着计算机和信息技术的发展，及其在交通领域日益广泛的应用，智能交通系统(ITS)无疑将成为交通领域和其它相关领域中极具前景的研究方向。 二、交通仿真原理及交通仿真模型建立 （一）、交通仿真技术的发展历程简介 早期的仿真模型主要为宏观模型，模型的描述精度较低，适应的路网范围较小。七、八十年代，由于计算机技术的迅速发展，微观交通仿真模型开始出现，模型描述精度迅速提高，功能更加多样，较多地应用于交通设计和信号控制方案的优化等方面。九十年代初以来，随着智能交通系统研究的开展，开发了一大批能够定量评价和分析智能交通系统效益的仿真模型和软件系统，目前的一些
1.交通仿真的定义 答：交通仿真是数字仿真在交通工程领域的应用，它以相似的原理、信息技术、系统工程和交通工程领域的基本理论和专用知识为基础，以计算机为工具，利用系统仿真模型模拟道路交通系统的运行状态，采用数字图形方式来描述动态交通系统，以便更好地把握和控制道路交通系统的实用科学技术。 2.交通仿真的优点 答：经济性；安全性；可重复性；易用性；可控制性；可拓展性。 3.交通仿真的功能（或应用领域） 答：在交通工程理论研究中的应用； 在道路几何设计方案评价分析中的应用； 在交通管理系统设计方案评价分析中的应用； 在道路交通安全分析中的应用； 在交通新技术和新设想测试中的应用； 在智能交通系统中的应用。 4.交通仿真的发展趋势 答：应用领域不断扩大；
健全系统后台开发技术，不断完善丰富交通仿真系统功能； 前台表现手法更加丰富； 交通仿真模型进一步完善； 快速引入新技术。 5.交通仿真的分类体系 答：交通仿真按照不同的分类标准可以得到不同的分类内容，一般来说，根据不同的仿真目的及仿真对象，交通仿真有以下几种分类方式和分类结果： ⑴从交通流理论的角度分为：微观交通仿真和宏观交通仿真； ⑵从仿真技术角度分为：连续时间仿真和离散时间仿真； ⑶从仿真实现的方式分为：理论仿真、多媒体技术仿真和人机交互方式仿真； ⑷从解决问题的对象分为：交叉口交通仿真、路段交通仿真和综合路网交通仿真； ⑸从仿真应用的研究范围分为：交通安全仿真、交通拥堵仿真、交通污染仿真、交通规划仿真、交通控制仿真、驾驶员行为仿真等。 6.
7.交通仿真技术与其他交通分析技术相比，具有的优点为？ 8.宏观交通仿真的常用模型有哪些？ 答：土地利用模型；车辆拥有模型；家庭收入模型；出行成本模型；出行生成模型；出行分布模型；方式划分模型；高峰时段模型；载客率模型；道路网分配模型；公共交通模型；方案评价模型。 9.宏观交通仿真的基本步骤为？
传输线阻抗匹配的方法 传输线简介传输线（transmission line）输送电磁能的线状结构的设备。它是电信系统的重要组成部分，用来把载有信息的电磁波，沿着传输线规定的路由自一点输送到另一点。 以横电磁（TEM）模的方式传送电能和（或）电信号的导波结构。传输线的特点是其横向尺寸远小于工作波长。主要结构型式有平行双导线、平行多导线、同轴线、带状线，以及工作于准TEM模的微带线等，它们都可借助简单的双导线模型进行电路分析。各种传输TE模、TM模，或其混合模的波导都可认为是广义的传输线。波导中电磁场沿传播方向的分布规律与传输线上的电压、电流情形相似，可用等效传输线的观点分析。 传输线的特性传输线的均匀性 传输导体横截面的形状、使用的材料、导体间的间隔和导体周围的介质，在线路的全部长度上都保持均匀不变的，称为均匀传输线。否则便叫做不均匀传输线。均匀传输线的一次参数均匀地分布于整个传输线上，其数值不随考察点的位置而变化。 传输线在制造和建筑过程中可能出现的偏差，都规定有必要的允许范围。如果出现的不均匀性偏差不超过这些规定，都可以看作是均匀传输线。 性能参数 通常用衰减系数、相移系数、特性阻抗，或与之相对应的其它参数来描述。其数值仅与传输线的结构、几何尺寸、制造传输线使用的材料、工作波长（或工作频率）有关，见表。 传输线阻抗匹配的方法匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1、并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到VCC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到VCC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。