准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术
全球对能源成本上涨、环保和能源可持续性的关注正在推动欧盟、美国加州等地的相关机构相继推出降低电子设备能耗的规范。交流输入电源，不论是独立式的还是集成在电子设备中的，都会造成一定的能源浪费。首先，电源的效率不可能是100% 的，部分能量在电源大负载工作时被浪费掉。其次，当负载未被使用时，连接交流线的电源会以待机功耗的形式消耗能量。
近年来，对电源效率等级的要求日趋严格。最近，80% 以上的效率已成为了基本标准。新倡议的能效标准更是要求效率达到87%及以上。此外，只在满负载下测量效率的老办法已被淘汰。目前的新标准涉及了额定负载的25%、50%、75% 和 100% 这四个点的四点平均水平。同样地，最大允许待机功耗也越来越受到限制，欧盟提议所有设备的待机功耗均应低于500mW，对于我们将讨论的电视机，则小于200mW。除专家级的高效率电源设计领域之外，电子设备中所用的功率范围从1W 到 500W的交流输入电源，一直以来主要采用两种拓扑：标准 (或硬开关) 反激式 (flyback) 拓扑，和双开关正激拓扑。这两种拓扑都很易于理解，而它们存在的问题，以及如何予以避免，业界都已有充分的认识。不过，随着对效率的要求不断提高，这两种拓扑将逐渐为三种新的拓扑所取代：准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑和不对称半桥拓扑。准谐振反激式拓扑已被成功用于最低功率级到200W
以上的范围。在70W-100W范围，LLC谐振转换器比准谐振反激式拓扑更有效。而在这两个功率级之上，不对称半桥转换器也很有效。工作原理
准谐振和谐振拓扑都能够降低电路中的导通开关损耗。图1对比了连续传导模式 (CCM) 反激式、准谐振反激式和 LLC 谐振转换器的导通开关波形。所有情况下的开关损耗都由下式表示：
这里，PTurnOnLoss 为开关损耗；ID 为漏极电流；VDS 是开关上的电压；COSSeff 是等效输出电容值(包括杂散电容效应)；tON 是导通时间，而fSW 是开关频率。
a) CCM反激式转换器 b) 准谐振反激式转换
器 c)LLC谐振转换器
图1 CCM反激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的开关波形比较CCM反激式转换器的开关损耗最高。对于输入电压范围很宽的设计，VDS 在500V – 600V左右，是输入电压VDC 与反射输出电压 VRO 之和。进入不连续传导模式 (DCM) 时，漏电流降为零，开关损耗的第一项也随之降为零。在准谐振转换器中，若在电压波形的第一个 (或后一个) 波谷时导通，可进一步降低损耗。图中虚线所示为准谐振转换器在第一个谷底导通时的漏极波形。
如果准谐振反激式转换器的匝数比为 20，输出电压为5V，则 VRO 等于 100V，因此对于 375V 的总线电压，开关将在 275V 时导通。若有效输出电容 COSSeff 为73 pF，开关频率 fSW 为 66 kHz，则损耗为0.18W：
对于标准CCM反激式转换器，开关与漏极电压振铃不同步。在最坏的情况下，漏极电压大于VDC
那么损耗将为0.54W。故对于非连续模式反激式转换器，功耗在0.18W 和 0.54W之间波动，具体取决于时序。影响时序的因素有输入电压和输出电流，两者的优化组合可提高效率，反之会降低效率。
对非连续模式反激式转换器，这常表现为满负载效率曲线的异常变化。这时，输入电压改变而输出电流 (及电压) 恒定。效率曲线随开关点前移而显示出波动。初级端电感的批次差异也会显示出变化，从而改变效率。
谐振转换器采用了一种不同的技术来降低开关损耗。让我们回头再看看导通损耗公式，由式中可见，如果VDS设为零，就根本没有损耗，这个原理被称为零电压开关 (ZVS)，用于谐振转换器，尤其是LLC谐振转换器，如图1所示。
通过让电流反向流经开关，可实现零电压开关。当开关电流反向时，体 (body) (或外部反向并联) 二极管把电压钳位在一个低值，例如1V，这远低于前面提到的反激式转换器的400V。
谐振转换器利用一个谐振电路来产生延时。两个MOSFET产生方波，并加载在谐振电路上。通过选择合适的谐振电路，并把工作点设臵在谐振点之上，流入谐振电路的电流可以非常接近正弦波，因为高阶分量一般都大为衰减。正弦电流波形滞后于电压波形，因而当电压波形达到其过零点时，电流仍为负，从而实现零电压开关。
结构
图2所示分别为准谐振转换器的电路示意图及LLC谐振转换器的模块示意图。准谐振转换器的电路示意图看起来非常类似于反激式转换器，只是它带有一个帮助确定电压谷底时序的检测电路。
图2：准谐振反激式转换器的电路图及LLC谐振转换器的模块示意图
LLC谐振转换器的模块示意图与双开关正激转换器截然不同。其之所以名曰“LLC”，是因为谐振电路的工作由3个组件来完成：变压器的磁化电感 (Lm)、变压器的漏电感 (Llk) 和谐振电容 (Cr)。对大漏电感的需求意味着必须一个额外的电感，或者是变压器的线圈需以增加漏电感的方式进行缠绕，以使其增大。LLC谐振转换器在初级端有一个半桥结构，但与双开关正激转换器不同的是，它不需要任何二极管。此外，还带有一个双开关正激转换器所没有的谐振电容，以及两个输出二极管与中心抽头变压器的输出相连。这些配臵把谐振电路的交流输出整流为直流级，双开关正激应用所需的大输出电感在这里就不再需要了。
对于给定的功率级，准谐振反激式变压器的尺寸是最大的，因为它先把所有能量存储在初级侧，然后再将之转移到次级侧。双开关正激转换器则不然，它是在开关导通时把能量从初级侧转移到次级侧。和反激式转换器一样，双开关正激转换器也只使用一个磁极方向。LLC转换器却使用两个方向，所以在其它条件相同的情况下，对于给定的功率级，它的尺寸更小，无需考虑额外的漏电感或者是在变压器中包含的漏电感。
频率和增益
准谐振和LLC谐振开关的优势都包括了降低导通损耗，但缺点是频率随负载减小而增大。两种转换器的关断损耗都随频率的增大而变得严重。
这里，tOFF是关断时间，在轻载时上述效应会降低效率。飞兆半导体的准谐振FPS?功率开关产品系列，比如FSQ0165RN，采用了一种特殊技术“频率钳位” (frequency clamp) 来弥补准谐振控制器固有的这种缺陷。控制器只需等待最短时间，对应最大频率，然后开关在下一个波谷时导通，这种方法可以提高轻载下的效率。FPS?FSFR2100 LLC 谐振转换器和包括FSQ0165RN在内的产品系列都具有突发模式功能，可降低极轻负载下的功耗。对于FSFR2100，如果系统需要，建议加入一个采用了FSQ510这类器件的辅助电源，以保持低待机功耗。
LLC 谐振转换器的另一个局限性是它的增益动态范围非常有限。图3所示为一个LLC 转换器的增益特性与频率及负载的关系。这种拓扑之所以广受欢迎是由于其频率随负载变化的改变较小，在100kHz的谐振频率上限，频率不随负载变化而改变。不过，它的增益动态范围很小，在1.0到1.4之间，如果1.2的增益代表一个220VAC输入电压的系统获得所需输出电压的增益，则动态范围允许189VAC 到
264VAC的输入电压范围。因此，这种拓扑不太可能适用于常见的输入电压范围，但只要通过精心设计来实现保持时间 (hold-up time) 的条件，就可以用于欧洲的输入范围。LLC谐振转换器通常与功率因数校正级一起使用，后者可为LLC转换器提供调节良好的输入电压。
通过增大漏电感与磁化电感的比值，可以增加增益动态范围，但代价是轻载效率因磁化电流变大而降低。实际上，这是通过采用第二个电感来实现的，因为如果漏电感太大的话，要获得可重复的漏/磁化电感比值是有实际限制的。
图3：LLC谐振转换器增益曲线示例
应用
准谐振反激式和 LLC 谐振转换器在嵌入式交流输入电源中的应用越来越广泛。
准谐振转换器的实际工作范围上从超低功率级到100W左右。对于集成式解决方案，7W/12V 电源的满负载效率约为81%；而对采用了带外部MOSFET的准谐振转换器的70W/22V电源，满负载效率则超过了88%。前者的待机功耗远低于150mW，后者的则小于350mW。采用较低的输出电压，效率必然会迅速降到上述水平之下。一个5W/5V的电源将在输出二极管上消耗至少10% 的额定输出功率。
准谐振拓扑还有一个好处是EMI远小于硬开关应用的，其频率将随400V输入电容上的纹波而变化，导致自然的频谱扩展。此外，由于开关行为在较低电压时发生，开关噪声减小，故共模EMI噪声也相应减小。
LLC谐振转换器的实际工作范围从70W左右到500W以上，带有一个PFC前端的FSFR2100已用于实现200W 到420W的电源。对于高达200W的应用，一般无需使用FSFR2100上的散热器，但通常建议在输出端使用一些肖特基二极管，而这些往往需要散热器。此外，也可以采用同步整流方法，这时因为采用了MOSFET (虽然MOSFET的控制信号不易产生)，因此无需散热器。对于采用了肖特基二极管的应用，典型的峰值效率依照输入电压、输出电压和输出功率情况，大约在90%到95%之间。
确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法 准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。 近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。 图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中： L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量， R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。 由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激 式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的 导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统 反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波 形图。这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级 图1：准谐振反激式变换器原理图。 的折射电压。 由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。 设计参数的确定 设计反激式变换器，通常需要确定以下参数： f S：变换器的工作频率； I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；
谐振去磁正激变换器的稳态分析 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 图1是谐振去磁正激变换器和它的稳态分析电路。图2是在忽略输出电压开关纹波条件下的 (t V g )(t (t V g ) t (a) 原理图 (b) 稳态分析用电路 图1 谐振去磁正激变换器和它的稳态分析电路 CCM 图2 谐振去磁正激变换器在CCM 下的典型波形 当谐振去磁正激变换器工作在CCM 稳态时，在一个开关周期内共有四个不同的工作模式，每个工作模式的等效电路如图3所示，各模式的工作原理为： (a)： 模式 [1] (b)：模式 [2]
(c)： 模式 [3] (d)： 模式 [4] 图3 CCM 下的三个等效电路 模式[1]：D1与D2换流模式，[t 0-t 1]： 该模式从主管S 关断开始，到续流二极管D2导电结束。时间很短， 该区间内的激磁 电流和副边折射至原边的电流一起对Cc 和Coss 充放电，至变压器原边电压等于零. 模式[2]：续流模式(1)[谐振去磁模式]，[t 1-t 2] 该模式从二极管D1关断，D2开通开始，至去磁结束为止。此时副边是续流阶段，原边是去磁过程，它的去磁由激磁电感与等效电容Ce 的谐振实现，这也是谐振去磁名称的由来。其中：2N C C C C d c oss e ++= 模式[3]：续流模式2 [t 2-t 3] 该模式从原边去磁完成开始, 到开关管S 的触发导通结束，副边仍为续流模式。 模式[4]: 传能模式[t 3-T s ] 该模式从主管导通开始，到其关断结束， 此区间内输入向输出传递能量，原边激磁电感电流线性增加。 从CCM 模式下的理想稳态波形，根据输出滤波电感上的稳态伏秒平衡定律，即 s o s o g T D V DT V N V )1()( ?=? 可得与三绕组去磁正激变换器完全相同的输入/输出稳态关系。但经推导，其还有一些如下的关系： 模式[1]的时间间隔：N I V C C t t t o g oss c /I )(1m 011+×+=?=? （1） 模式[2]的时间间隔：m t t t ωπ = ?=?122 （2） 模式[3]的时间间隔：21233)1(t t T D t t t s ?????=?=? （3） 激磁电感电流的幅值：m s o m s g L T NV L dT V 22I I 2m 1m ×= ×=?= （4） 其中：e m m C L 1 = ω，模式[4]的时间间隔即为控制间隔s DT ，1t ?一般很短，通常可忽略不计。为使开关S 上的电压应力最小，可将低限/满载时的谐振去磁间隔m t ωπ = ?2正好等于s T D )1(max ?。在这种设计下，谐振电容电压的幅值和谐振频率分别为： min max max 12g cp V D D V ?= π ，s e m m T D C L )1(1max ?= = π ω
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1
图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图
五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻 图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。
准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术 准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术 全球对能源成本上涨、环保和能源可持续性的关注正在推动欧盟、美国加州等地的相关机构相继推出降低电子设备能耗的规范。交流输入电源，不论是独立式的还是集成在电子设备中的，都会造成一定的能源浪费。首先，电源的效率不可能是100%的，部分能量在电源大负载工作时被浪费掉。其次，当负载未被使用时，连接交流线的电源会以待机功耗的形式消耗能量。 近年来，对电源效率等级的要求日趋严格。最近，80%以上的效率已成为了基本标准。新倡议的能效标准更是要求效率达到87%及以上。此外，只在满负载下测量效率的老办法已被淘汰。目前的新标准涉及了额定负载的25%、50%、75%和100%这四个点的四点平均水平。同样地，最大允许待机功耗也越来越受到限制，欧盟提议所有设备的待机功耗均应低于500mW，对于我们将讨论的电视机，则小于200mW。 除专家级的高效率电源设计领域之外，电子设备中所用的功率范围从1W 到500W的交流输入电源，一直以来主要采用两种拓扑：标准(或硬开关)反激式(flyback)拓扑，和双开关正激拓扑。这两种拓扑都很易于理解，而它们存在的问题，以及如何予以避免，业界都已有充分的认识。 不过，随着对效率的要求不断提高，这两种拓扑将逐渐为三种新的拓扑所取代：准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑和不对称半桥拓扑。准谐振反激式拓扑已被成功用于最低功率级到200W以上的范围。在70W-100W范围，LLC谐振转换器比准谐振反激式拓扑更有效。而在这
两个功率级之上，不对称半桥转换器也很有效。 工作原理 准谐振和谐振拓扑都能够降低电路中的导通开关损耗。图1对比了连续传导模式(CCM)反激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的导通开关波形。 所有情况下的开关损耗都由下式表示： 这里，PTurnOnLoss为开关损耗；ID为漏极电流；VDS是开关上的电压；COSSeff是等效输出电容值(包括杂散电容效应)；tON是导通时间，而fSW是开关频率。 a)CCM反激式转换器b)准谐振反激式转换器c)LLC谐振转换器 图1CCM反激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的开关波形比较CCM反激式转换器的开关损耗最高。对于输入电压范围很宽的设计，VDS 在500V–600V左右，是输入电压VDC与反射输出电压VRO 之和。进入不连续传导模式(DCM)时，漏电流降为零，开关损耗的第一项也随之降为零。在准谐振转换器中，若在电压波形的第一个(或后一个)波谷时导通，可进一步降低损耗。图中虚线所示为准谐振转换器在第一个谷底导通时的漏极波形。 如果准谐振反激式转换器的匝数比为20，输出电压为5V，则VRO等于100V，因此对于375V的总线电压，开关将在275V时导通。若有效
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
电力电子应用课程设计 班级电气3113 学号 1111221129 姓名姜飞虎 专业电气工程及其自动化 系别电气工程系 指导教师陈万丁卫红 淮阴工学院 电气工程系 2014年6月
前言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。 一、设计目的 通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：5Vdc/10A 二、设计任务 1、分析谐振复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形； 2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等。 3、焊接电路板，并调试。 三、总体设计 3.1开关电源的发展 开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。 开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多
反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)
所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)
Quasi-Resonant (准谐振) Converter Topology : 简介： Advantage： 1)可以降低MOSFET 开关损耗，从而提高可靠性 2)可以改善EMI 特性，在增加功率传输效率的同时减少EMI 干扰，减少滤波器使用数量，降低成本 备注：谐振电路的定义—在具有R 、 L、 C 的交流电路中，电路两端的电压和电流位相一般是不同的，如果通过变更L 、C的参数或电源频率使其达到电压与电流的位相相同，此时电路呈现纯电阻性，这种状态就叫做谐振。在这种情况下，电路的电阻值达到极值（最大或者最小）。谐振分为串联谐振和并联谐振。 3)当工作在 discontinuous conduction mode 时，转换器会侦测到drain （漏极）电压波谷并在drain电压最小时开启MOSFET. 当工作在 continuous conduction mode 时，转换器会工作在固定工作频率。 工作机理： 1）当MOSFET 在导通时（Ton），输入电压Vin加在初级线圈上 Lm ，此时MOSFET 电流Ids 从0线性增加至最大值Ipk，在这段时间内，能量储存在 初级电感，为（Lm*Ipk*Ipk）/2 . 2）当MOSFET 关闭时，储存在线圈中的能量导致次级输出端的整流二极管开启。 在二级管开启的时间内（Td），输出电压Vo施加在次级线圈上，此时整流 二极管的电流从最大值Ipk*Np/Ns线性减少, 而此时输入电压Vin和次级线 圈反馈到初级线圈的点烟V0*Np/Ns 叠加到FET 上。 3）当二极管电流降至0时，FET的Vds 电压通过初级线圈Lm以及FET 的输出电容Coss以振幅V0*Np/Ns开始共振。当Vds达到最小值时，准谐振开关开启 MOSFET。这样就可以减少由于漏极与源极之间的电容导致的开关损益。这 就是所谓的ZVS . 4）当输出负载减少或者输入电压增大的时候， MOSFET 的Ton会减少并且开关频率增加。这就会导致严重的开关损失以及间歇性开关和噪音问题。 相关图形请参看以下：
准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用 准谐振SMPS控制器L6565功能原理及应用 1概述 ST公司在近期推出的L6565单片IC，是适用于准谐振（QR）零电压开关（ZVS）回扫变换器电流型初级控制器。QR操作依靠变压器退磁感测输入获得，变换器功率容量随主线电压变化通过线路前馈电压前馈补偿。在轻载时，L6565自动降低工作频率，但仍然尽可能保持接近ZVS 运行。 L6565的主要特点如下： QRZVS回扫拓扑电流型初级控制； 线路电压前馈控制保证交付恒定功率； 频率折弯（foldback）功能可获得最佳待机频率； 逐周脉冲与打嗝（hiccup）模式过电流保护（OCP）； 超低起动电流（<70μA）和静态电流（<3.5mA）； 堵塞功能（开/关控制）； 25V±1％的内部基准电压； ±400mA的图腾驱动器，在欠电压闭锁（UVLO） 情况下，保持输出低电平。 L6565的主要应用包括TV/监视器开关型电源（SMPS）、AC/DC适配器/充电器、数字消费类产品、打印机、传真机和扫描设备等。 2功能与工作原理 21封装及引脚功能 L6565采用8脚DIP（L6565N）和8脚SO（L6565D）封装，引脚排列。 L6565的引脚功能分别为： 脚1（INV）误差放大器反相输入； 脚2（COMP）误差放大器输出； 脚3（VFF）线路电压前馈； 脚4（CS）电流感测输入； 脚5（ZCD）变压器退磁零电流检测输入； 脚6（GND）地； 脚7（GD）栅极驱动器输出； 脚8（VCC）电源电压。 22工作原理 图1L6565引脚排列 图2L6565电源电路 图3ZCD及相关电路 （1）电源 L6565的电源电路。IC脚VCC的导通门限电压典型值是135V，关闭门限电压典型值是9 5V。一旦VCC脚导通，IC内部栅极驱动器电压直接由VCC提供，其它内部所有电路的工作电压均由线性调节器产生的7V电压供给。一个内部25V±1％的精密电压，供给初级
第2章有源箝位正激变换器的 工作原理 令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的
反激式变换器设计的文献综述 摘要：随着社会的不断发展人们对变开关电源的要求越来越高，市场的竞争也越来越激烈。其中反激式变换器因为有效的提高了开关电源的效率，元器件相对较少，成本较低，结构简单应用范围广等特点越来越受到人们的青睐。本文主要通过对反激式变换器原理的研究，以及结合SABER软件进行反真，设计出一个符合要求的反激式变换器。 关键词：反激式变换器，电流连续工作模式，电流断续工作模式，伏秒平衡 研究背景及目的：随着社会的进步和经济的不断的发展，科学技术的不断进步,特别是在20世纪60年代电力电子学的出现，更完善了电气工程的完整性。各种电力电子装置广泛的应用于高压电流输电，静止无功补偿，电力机车牵引，交直流电力传动，电解，励磁，电加热，高性能交直流电源中。因此，世界各国，都无不看中电力电子学对电气工程的作用。在我国电气工程作为一个一级学科，它包含了两个五个二级学科，即电力系统及其自动化，电机与电器，高电压与绝缘技术，电力电子与电力传动，电工理论与新技术。在这五个学科电力电子学都处于十分特殊的地位。 反激式变换器因为是开关电源的重要组成部分，开关电源的效率直接影响各电器的工作，是衡量电器好坏的重要指标。开关电源的设计若不达标，将会浪费大量的资源，因此设计一个效率高的开关电源尤其重要。反激式转换器又称单端反激式或：‘Buck-Boost’转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量，其因电路简单，转换效率高损失小，变压器匝数比值小等优点【1】，极大的提高了开关电源的效率，所以反激式变换器日益成为国内外开关电源研究的热点。
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).
当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).
当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90
反激式电源变压器设计 峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；A PO：输出功率。 Uin：最小直流输入电压。 Dmax：最大占空比。一般为0.45. η：效率。 一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；H Dcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5 一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AE AE：平方厘米 BM：高斯 LP：UH IP: A 二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/UR UR=UIN*DMAX/1-DMAX UO：输出电压。 UF：输出二极管压降。 UR；反射电压。 DMAX：最大占空比。一般为0.45 反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF） NV：反馈圈数 NS：次级圈数 UV：反馈电压。 UFV：反馈二极管压降 磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BM LG：磁路气隙，单位：CM。 BM：最大磁感应强度；单位：MT。 一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3 二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3 最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AE AE：平方厘米 BM：高斯 LP：UH
IP；安倍 1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯 初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NP L：初级层数 BW：骨架宽度MM M：安全边距MM 有效骨架宽度：BE=D*（B-2M） D=层数 B=骨架宽度单位：MM 导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM 导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2 IRMS=有效值电流（Ａ） DPM=无绝缘线外径（MM）
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤 齐纳管吸收漏感能量的反激变换器： 0. 设计前需要确定的参数 A开关管Q的耐压值：Vmq B 输入电压范围：Vinmin ～Vinmax C 输出电压V o D 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io） E 电源效率：X F 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C） G 工作频率：f H 最大输出电压纹波：V opp 1. 齐纳管DZ的稳压值Vz Vz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有V inmax + Vz < Vmq × 95% 。 2. 一次侧等效输出电压Vor V or = Vz / 1.4（见注释A） 3. 匝比n（Np/Ns） n = V or / (V o + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。 4. 最大占空比的理论值Dmax Dmax = V or / (V or + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。 一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
----------------------------------------------------------------------------- 上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。 ----------------------------------------------------------------------------- 5. 负载电流Io Io = Po / V o，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。 6. 一次侧有效负载电流Ior Ior = Io / n ，由Ior × Np = Io × Ns得来。 7. 占空比D D = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / V in，而Pin = Po / X。这里V in取Vinmin。（见注释B） 8. 二次电流斜坡中心值Il Il = Io / (1 - D) 9. 一次电流斜坡中心值Ilr Ilr = Il / n 10. 峰值开关电流Ip k Ipk = (1 + 0.5 × r) × Ilr 11. 伏秒数Et Et = V inmin × D / f ，（Et = V on × Ton = V inmin × D/f） 12. 一次电感Lp Lp = Et / (Ilr × r) 13. 磁芯选择 （1）V e = 0.7 × (((2 + r)^2) / r) × (Pin / f)，V e单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积V e，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D） （2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。 （3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。 14. 一次匝数Np Np = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)，其中V on = V inmin - Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F） 15. 二次匝数Ns
基于TEA1751的反激式准谐振开关电源的设计 摘要：准谐振是一种能够实现零电压开通，减少开关损耗，降低EMI噪声的变换方式。该文介绍了准谐振变换的工作原理，设计并实现了一种采用芯片TEA1751为控制电路的准谐振反激式开关电源。与传统的反激式硬开关变换器相比，减少了开关管的开关损耗，提高了开关电源的效率。 关键词：开关电源；准谐振变换；零电压开关中图分类号：文献标识码：文章编号： 0 引言 随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于电子设备，是当今电子信息产业不可缺少的一种电源方式[1]。 由于开关电源频率的提高，开关电源苦工作在硬开关状态，开关管开通时，开关管的电流上升和电压下降同时进行。关断时，电压上升和电流下降也同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗，该损耗随开关频率的提高而急剧增加。为了提高电源的效率，就必须减少开关管的开关损耗。也就是要求开关电源工作在软开关状态。 软开关技术实际上就是利用电容与电感的谐振，以使开关管上的电压或通过开关管的电流按正弦或者准正弦规律变化，在减少开关损耗的同时也可控制浪涌的发生。在软开关技术中，有全谐振、准谐振、多谐振等变换方式[3]。本文引入准谐振变换方式来提高开关电源的效率。 1 反激式准谐振变换基本工作原理 图1反激式准谐振开关电源的原理图 图1所示为反激式准谐振开关电源的原理图，其中：RP 包括变压器初级绕组的电阻以及线路电阻，T为开关变压器，Lm 为初级励磁电感量，Llk为初级绕组漏感量，VT为MOS开关管，VD为整流二极管，Co为滤波电容，电容Cr 为缓冲电容，也是谐振电容，包括开关管VT 的输出电容COSS ，变压器的层间电容以及电路中的其他一些杂散电容。 图2反激式准谐振开关电源的工作波形 准谐振变换的工作波形如图 2 所示，在准谐振变换中，每个周期可分为4个不同的时间段，各时间段分析如下： （1）t0～t1 时段 开关管导通，输入电压全部加到初级电感（包括励磁电感Lm和漏感Llk）上，电感电流以斜率线性增大。此时能量被存储在初级电感中(称磁化)，开关管的漏源极电压= 0，整流二极管VD 截止。电流达到后开关管被关断。 开关管开通时间为： （1） （2）t1 ～t2 时段 t1 时，MOS开关管被关断。先是Lm与Llk串联对充电，由于两端电压不能突变，开关管的漏源极电压以斜率为 上升。随着的充电，当两端电压为时( 为整流二极管VD的正向导通电压，N为变压器T的初次级匝数比)，VD
连续电流模式反激变压器的设计 ＤｅｓｉｇｎｏｆＦｌｙｂａｃｋＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈ ＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司-万必明 摘要：本文首先介绍了反激变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理，然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词：连续电流模式（不完全能量传递方式）、不连续电流模式（完全能量传递方式）、有效值、峰值． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ｖｉｒｔｕａｌｖａｌｕｅ、ｐｅａｋｖａｌｕｅ． 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱，它特别适合小功率电源以及各种电源适配器．但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计，因为输入电压范围宽，特别是在低输入电压，满负载条件下变压器会工作在连续电流模式（ＣＣＭ），而在高输入电压，轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式（ＤＣＭ）；另外关于ＣＣＭ模式反激变压器设计的论述文章极少，在大多数开关电源技术书籍的论述中，反激变压器的设计均按完全能量传递方式（ＤＣＭ模式）或临界模式来计算，但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况，变压器的工作状态可能不是最佳．因此结合本人的实际调试经验和心得，讲述一下不完全能量传递方式（ＣＣＭ）反激变压器的设计．
二．反激式变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理 １）．反激式变换器的电路结构如图一． ２）．当开关管Ｑ１导通时，其等效电路如图二（ａ）及在导通时初级电流连续时的波形，磁化曲线如图二（ｂ）． Ｖｄｃ 图一 图二（ａ）
反激式变换器原理设计与实用 1、引言 (1) 2、反激变换器工作原理 (1) 3、工作模式简述 (2) 3.1工作模式介绍 (2) 3.2两种工作模式的区别 (2) 4、反激变压器设计模板 (3) 4.1、确定设计条件 (3) 4.2磁芯的选择 (3) 4.3变压器原这匝数计算 (3) 4.4变压器副边匝数计算 (4) 4.5计算原边电感量 (4) 4.6核算磁感应强度 (4) 4.7选取导线 (4) 4.8核算核算窗口占空系数 (4) 5、反激变换器设计时注意事项 (4) 6 结论 (5) 1、引言 反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。 2、反激变换器工作原理 以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。 由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。 由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。
准谐振反激式电源设计 低成本和高可靠性是离线电源设计中两个最重要的目标。准谐振(Quasi resonant) 设计为设计人员提供了可行的方法，以实现这两个目标。准谐振技术降低了MOSFET的开关损耗，从而提高可靠性。此外，更软的开关改善了电源的EMI特性，允许设计人员减少使用滤波器的数目，因而降低成本。本文将描述准谐振架构背后的理论及其实施，并说明这类反激式电源的使用价值。 基本知识 “准”(quasi)是指有点或部分的意思。在实现准谐振的设计中，现有的L-C 储能电路正战略性地用于PWM电源中。结果是L-C 储能电路的谐振效应能够“软化”开关器件的转换。这种更软的转换将降低开关损耗及与硬开关转换器相关的EMI。由于谐振电路仅在相当于其它传统方波转换器的开关转换瞬间才起作用，故而有“准谐振”之名。 要理解这种设计的拓扑结构，必须了解MOSFET和变压器的寄生特性。MOSFET包含若干个寄生电容，主要从器件的物理结构产生。它们可以数学方式简化为MOSFET输入电容CISS和MOSFET输出电容COSS，这里 CISS = CGS + CDG COSS = CDS + CDG 在硬开关转换器中，输出电容COSS是开关损耗的主要来源。 图1 MOSFET输入和输出电容
图2 变压器的寄生电容 变压器也包含了寄生电容(图2)。这些电容包括绕组间电容和层间电容，它们可以一起转型为单一的电容CW，也是硬开关转换器开关损耗的主要来源。 硬开关转换器中的寄生电容 图3示出传统硬开关反激式转换器。在这种传统的间断模式反激式转换器(DCM) 的停滞时间期间，寄生电容将与VDC周围的主要电感发生振荡。寄生电容上的电压会随振荡而变化，但始终具有相当大的数值。当下一个时钟周期的MOSFET 导通时间开始时，寄生电容(COSS和CW) 会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。由于这个电流出现时MOSFET 存在一个很大的电压，该电流尖峰因此会做成开关损耗。此外，电流尖峰含有大量的谐波含量，从而产生EMI。 准谐振反激式设计的实现 如果不用固定的时钟来初始化导通时间，而利用检测电路来有效地“感测”MOSFET (VDS) 漏源电压的第一个最小值或谷值，并仅在这时启动MOSFET导通时间，情况又会如何？结果会是由于寄生电容被充电到最小电压，导通的电流尖峰将会最小化。这情况常被称为谷值开关(Valley Switching) 或准谐振开关。在某些条件下，设计人员甚至可能获得零电压开关(ZVS)，即当MOSFET被激活时没有漏源电压。在这情况下，由于寄生电容没有充电，因此电流尖峰不会出现。这种电源本身是由线路/荷载条件决定的可变频率系统。换言之，调节是通过改变电源的工作频率来进行，不管当时负载或线路电压是多少，MOSFET始终保持在谷底的时候导通。这类型的工作介于连续(CCM) 和间断条件模式(DCM) 之间。因此，以这种模式工作的转换器被称作在边界条件模式(BCM) 下工作。