确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法 准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。 近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。 图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中： L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量， R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。 由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激 式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的 导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统 反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波 形图。这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级 图1：准谐振反激式变换器原理图。 的折射电压。 由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。 设计参数的确定 设计反激式变换器，通常需要确定以下参数： f S：变换器的工作频率； I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；
全谐振开关电源的原理 设计谐振变换器中的变压器 (design for an LLC resonant converter(transformer )设计全过程! 近段时间LLC谐振变换器备受关注,因为它优于常规的串联谐振变换器和并联谐振变换器:在负载和输入变化较大时,频率变化很小,且全负载范围内切换可实现零电压转换(ZVS), 下面我们就来讨论这种线路结构种的变压器设计. 当然在设计变压器之前还有些其它线路的设计,大概总结如下: a) 定义系统参数, 比如说目标效率. 输入电压范围等 b) 确定谐振网络的最大和最小电压增益 M min=Vro/Vinmax/2=Lm+n^2Llks/Lm=Lm+Llkp/Lm M max= Vin max/Vin min*M min c) 确定变压器圈数比(n=Np /Ns) n=Vin max/{2(Vo+2Vf)}*M min. d) 计算等效负载电阻(Rac) Rac={8n^2/(3.14)^2}*(Vo^2/Po)*Eff e) 设计谐振网络(一般在峰值增益上要有10-15%余量) Cr=1/2*3.14*Q*F0*Rac Lr=1/ (2*3.14*F0)^2*Cr Lp= (k+1)^2/(2k+1)*Lr 注:K值为: Lm/Llkp (激磁电感和初级漏磁电感之间的比)
下面进入主题-----设计变压器: 在设计变压器是应以最坏的情况来考虑,那么此案子是在最低的开关频率发生在最低的输入电压和满负载的情况下. 下面我们来计算原边(Np)最小圈数值.. Np min= n(V0+2Vf)/(2*Fs min* *Ae)-------△B:可以取0.25--0.3T. 然后,选择次级圈数,保证初级圈数大于Np min. Np =n*Ns>Np min 下面我们以一个实例来讨论LLC谐振变换器中的变压器具体设计: 首先根据Ap法算出大概需要的core size ,本例变压器选EER3541(Ae=107mm^2). 接下来再讨论最小的开关频率,在设计LLC谐振变压器时可以根据增益曲线可以从图表上查出,,,然后再按上述的公式来算初,次级的圈数.... 接下来就是和我们普通的变压器设计流程一样.... 下一步是来讨论变压器的构造... 因为LLC 谐振变换器是充分利用变压器的Lp,Lr..故在结构设计中应该留心... 刚有谈到LLC谐振变换器是充分利用变压器的Lp,Lr,则1在设计时需要一个相对较大的Lr值.我们一般可以采用一种可组合线轴.以获得理想的Lr值... 这种结构,线圈数和绕线结构是决定Lr大小的主要因素,而变压器的磁心气隙长度不会影响Lr太多...但,我们可以通过调整气隙长度来轻松控制Lp.. 最后我们来选择谐振电容.... 大家都知道,在选择谐振电容时必须考虑额定电流,因为会有相当数量的电流流经电容... 通过谐振电容器的均方根可表示为: Icr (rms)=√ {(3.14*Io/2√2n)^2 }+ {n(Vo+2*Vf)/4√2FoLm}^2
数字芯片的驱动能力详解 1.芯片驱动能力基本概念 芯片驱动能力，是指在额定电平下的最大输出电流；或者是在额定输出电流下的最大输出电压。具体解释如下。 当逻辑门输出端是低电平时，灌入逻辑门的电流称为灌电流，灌电流越大，输出端的低电平就越高。由三极管输出特性曲线也可以看出，灌电流越大，饱和压降越大，低电平越大。然而，逻辑门的低电平是有一定限制的，它有一个最大值UOLMAX。在逻辑门工作时，不允许超过这个数值，TTL逻辑门的规范规定UOLMAX ≤0.4。所以，灌电流有一个上限。 当逻辑门输出端是高电平时，逻辑门输出端的电流是从逻辑门中流出，这个电流称为拉电流。拉电流越大，输出端的高电平就越低。这是因为输出级三极管是有内阻的，内阻上的电压降会使输出电压下降。拉电流越大，输出端的高电平越低。然而，逻辑门的高电平是有一定限制的，它有一个最小值UOHMIN。在逻辑门工作时，不允许超过这个数值，TTL逻辑门的规范规定UOHMIN ≥2.4V。所以，拉电流也有一个上限。 可见，输出端的拉电流和灌电流都有一个上限，否则高电平输出时，拉电流会使输出电平低于UOHMIN；低电平输出时，灌电流会使输出电平高于UOLMAX。所以，拉电流与灌电流反映了输出驱动能力。（芯片的拉、灌电流参数值越大，意味着该芯片可以接更多的负载，因为，例如灌电流是负载给的，负载越多，被灌入的电流越大）。 2.怎么通过数字芯片的datasheet看其驱动能力 以时钟buffer FCT3807例，下图是从Pericom的FCT3807的datasheet截取的。 当其输出为高电平2.4V时，其输出电流为8mA，也就是拉电流为8mA。如果输出电流大于8mA，那么其输出电平就低于2.4V了，就不能称其输出高电平，所以可以说FCT3807输出高电平的驱动能力为8mA。 同样道理，FCT3807输出低电平的驱动能力为24mA。 3.怎么通过数字芯片的驱动能力来估算输出信号的过冲等指标 仍然以Pericom的FCT3807为例，其输出为高电平时的输出阻抗为： RH= （3.3V – 3V ）/ 8mA = 37.5欧姆。 其输出为低电平时的输出阻抗为： RL= 0.3V / 24mA = 12.5欧姆。 从上面的计算可以看出，3807输出为高电平和输出为低电平时的驱动能力不一样，也就是输出阻抗不一样，所以用串联匹配的方法很难做到完全匹配，常常表现为overshoot-大
准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术 准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术 全球对能源成本上涨、环保和能源可持续性的关注正在推动欧盟、美国加州等地的相关机构相继推出降低电子设备能耗的规范。交流输入电源，不论是独立式的还是集成在电子设备中的，都会造成一定的能源浪费。首先，电源的效率不可能是100%的，部分能量在电源大负载工作时被浪费掉。其次，当负载未被使用时，连接交流线的电源会以待机功耗的形式消耗能量。 近年来，对电源效率等级的要求日趋严格。最近，80%以上的效率已成为了基本标准。新倡议的能效标准更是要求效率达到87%及以上。此外，只在满负载下测量效率的老办法已被淘汰。目前的新标准涉及了额定负载的25%、50%、75%和100%这四个点的四点平均水平。同样地，最大允许待机功耗也越来越受到限制，欧盟提议所有设备的待机功耗均应低于500mW，对于我们将讨论的电视机，则小于200mW。 除专家级的高效率电源设计领域之外，电子设备中所用的功率范围从1W 到500W的交流输入电源，一直以来主要采用两种拓扑：标准(或硬开关)反激式(flyback)拓扑，和双开关正激拓扑。这两种拓扑都很易于理解，而它们存在的问题，以及如何予以避免，业界都已有充分的认识。 不过，随着对效率的要求不断提高，这两种拓扑将逐渐为三种新的拓扑所取代：准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑和不对称半桥拓扑。准谐振反激式拓扑已被成功用于最低功率级到200W以上的范围。在70W-100W范围，LLC谐振转换器比准谐振反激式拓扑更有效。而在这
两个功率级之上，不对称半桥转换器也很有效。 工作原理 准谐振和谐振拓扑都能够降低电路中的导通开关损耗。图1对比了连续传导模式(CCM)反激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的导通开关波形。 所有情况下的开关损耗都由下式表示： 这里，PTurnOnLoss为开关损耗；ID为漏极电流；VDS是开关上的电压；COSSeff是等效输出电容值(包括杂散电容效应)；tON是导通时间，而fSW是开关频率。 a)CCM反激式转换器b)准谐振反激式转换器c)LLC谐振转换器 图1CCM反激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的开关波形比较CCM反激式转换器的开关损耗最高。对于输入电压范围很宽的设计，VDS 在500V–600V左右，是输入电压VDC与反射输出电压VRO 之和。进入不连续传导模式(DCM)时，漏电流降为零，开关损耗的第一项也随之降为零。在准谐振转换器中，若在电压波形的第一个(或后一个)波谷时导通，可进一步降低损耗。图中虚线所示为准谐振转换器在第一个谷底导通时的漏极波形。 如果准谐振反激式转换器的匝数比为20，输出电压为5V，则VRO等于100V，因此对于375V的总线电压，开关将在275V时导通。若有效
使用74系列芯片作为I/O并行扩展的方法以及总线驱动芯片的使用 方法 使用74系列芯片作为I/O并行扩展的常见于过去单片机I/O口不够的情况，而且是需要大量的内存和程序存储器严重不足的情况下。 开关量输出的扩展经常使用的芯片是74LS273/74LS373/74LS573/74LS574等；这些芯片的共同特点是具有数据锁存的功能； 开关量输入的扩展经常使用的芯片是74LS244/74LS245/74LS240等；这些芯片的特点是三态门，可以把多个芯片的输出，并联在一起而不会互相影响； 通过138、139、153等译码选通芯片，把RD/WR/地址的高位信号（高3位或者高4位，看单片机系统中的芯片的数量）接到译码芯片，把译码芯片的输出接到锁存器的锁存输入，或者缓冲器的选通输入。下面以74LS138为例。 要特别注意到，对245、574、273等使用TTL芯片以RAM方式做I/O扩展的，跟8255、8155、8253、8251、62256等系列芯片不一样的地方，就是： 1）8255、8155、8253、8251、62256等芯片本身有wr、rd、ce等信号，所以138的地址译码输出，可以直接接到CE；但是，245、574、273等芯片，没有wr或者rd信号，因此，如果系统中有这样的芯片扩展，就需要把wr或者rd加入到138中； 2）对于245或者244，要把数据读到数据总线上，芯片的数据的使能端必须是WR和地址译码数据的混和； 3）对于要把数据总线上的数据，锁存到574或者273的数据输出端口上，必须锁存器的LE，是地址和wr的混和； 因此，138的接法是： 1、A15－》138的A2（3） 2、A14－》138的A1（2） 3、A13－》138的A0（1） 4、RD和WR接74LS00，00的输出接138的E3(6) 5、138的输出接245的E或者574的CLK； 这样，使用MOVX a，@dptr的时候，才能在245的E上出现带地址的RD信号； 使用MOVX@dptr,A的时候，才能在574的CLK上出现带地址的WR信号； 参见574的真值表，可见，E应该接低电平； 373、573与273、574有所区别：
正反激励式准谐振软开关电源 摘要：以UCC28600D芯片为核心，结合正、反激励共用方式构建准谐振软开关电源。以正激励为主，正、反激励相互配合，拓展功率输出能力；采用定功率法设计开关电源变压器，控制反激励电压值略高于输入线电压；有效发挥谐振作用，降低激励管开通损耗和开通噪声，利用滤波电感的续流作用消除正激励整流二极管的关闭噪声。所设计的开关电源具有高度洁净的输出电压，电源输出口的扰讯电压和开关周期的脉动电压均限制在5 mV以下，整体工作效率达85%，开关电源中正、反激励共用方式具有明显优势。关键词：开关电源；准谐振；单极性；正反激励 早期的开关电源通过强制开通或关闭激励管的方式工作，其开关噪声和开关损耗大，工作效率难以进一步提高。软开关技术则利用LC谐振来调整开关时刻的电流或电压值，以达到开关损耗最小的目的，在开关噪声和工作效率方面都优于硬开关电源。因此，谐振式开关电源将得到快速发展。实现软开关工作的芯片有多种型号，且工作原理各不相同。例如准谐振反向控制器UCC28600芯片，以反激励电压下降至最低值后开通激励管、激励电流达到峰值或定时关闭激励管的方式工作，单极性输出，其开关频率随输出功率而变化，一般用于小功率电源；谐振模式控制器UCC25600是基本固定谐振频率，利用反馈自动调节开关频率，使电路在谐振与失谐之间调整，改变有效激励功率，双极性输出，一般用于100 W～1 kW的电源。本文以UCC28600D芯片为基础，研究这类软开关电源的设计要点。1 UCC28600D芯片工作特点 UCC28600D芯片是多模式准谐振反向控制器，自身功耗低，只有8个端口，电路连接简单。该芯片内部设置有可变振荡频率的振荡器，自身并不直接决定输出脉冲频率。其脉冲输出与脉冲关闭方式由芯片的外部电路状态决定：当电压状态检测保护端7的电位下降至最低值(电压谷点)时，开通输出脉冲；当7端口流出的电流达到450 μA(此时端电位为0 V)或者7端口端电压超过3.75 V时，均进入过压保护状态；根据检测到的3端电位值关闭输出脉冲或定时关闭脉冲，准谐振模式或不连续模式下为0.4 V～0.8 V，折返模式下3端口电位固定为0.4 V，不再对激励电流做检测，由内部定时关闭脉冲。芯片的脉冲频率总是在40 kHz～130 kHz之间通过2端口的电位自动调整，而2端口的电位是由电源输出参数（预设的电压或电流值）进行闭环调整：4.0 V～5.0 V时工作在准谐振模式的断续状态；2.0 V～4.0 V 时工作在准谐振模式的连续状态(130 kHz)；1.4 V～2.0 V时工作在频率折返模式(40 kHz～130 kHz)；0.5 V～1.4 V时工作在低频率节能模式。脉冲频率越高，输出功率越小，这正是反激励电路的一个特征。所以UCC28600D适合反激励工作方式。2 由UCC28600D构建的软开关电源电源工作在反激励方式下，可以通过调整脉冲频率的方式改变输出功率。而对于正激励方式，需要通过改变脉冲占空比的方式调整输出功率的大小，UCC28600D芯片本身的变频率功能起不到直接作用。反激励电源的工作方式是先将电能转换成磁场能储存在磁路或者磁芯材料中，然后在下一个时间段再将磁场能转换成电能输出。单位时间内所储存的磁场能大小决定着反激励电源的输出功率大小。磁芯材料的可用储能大小可以由下式计算[1]：其中μr是材料的相对磁导率，V是磁芯材料体积(以mm3为单位)，Bm是最大工作磁感应强度(以T为单位)。磁芯材料储能能力除了与其体积成正比外，还与最大磁感应强度成正比，与相对磁导率成反比。以EC2828铁氧体磁芯变压器为例，其磁芯体积约为5 800 mm3，最大磁感应强度只能取为0.4 T，而最大可用磁感应强度只有0.2 T左右（取值与工作频率有关）[2]，相对磁导率约为2 000。磁芯紧密结合时，最大储能为46 μJ，以100 kHz脉冲频率计算，最大输出功率约为4.6 W，而同样规格的磁芯以正激励方式工作的输出功率在50 W以上。若在磁路中设置气隙，虽然可以增加储能量，但会增加漏磁。可见单纯地采用反激励方式并不是最佳方案，难以发挥出应该具备的供电能力。本文设计中采用以正激励为主的单极性正反激励共用方式，使电源能够提供尽量大的功率，同时，在每一个周期的供电时间上更
电机驱动有单极性和双极性两种。当只需要电机单方向驱动时，可采用单极性驱动，如下图(a)所示，此电路由于续流二极管工作时间较长，损耗大，所以改进后的半桥驱动如下图(b): Figure 1.Illustration of the half bridge. 当需要电机正反两个方向旋转时，采用双极性驱动方式，如下： Figure 2．Illustration of the H bridge. 功能逻辑如下：（1：合并，0：断开） S1 S2 S3 S4 电机动作 1 0 0 1 正传 0 1 1 0 反转 0 0 0 0 自由 0 1 0 1 刹车 1 0 1 0 刹车 这又称为全桥驱动，上图中开关使用大功率MOS管替代，可以使用分立元件，也可以使用集成电路。但是能用于PWM驱动的低电压大电流芯片产品并不多，在智能车比赛中使用最多的有：MC33886, VNH3SP30, BTS7960B, DT340I, IRF3205。 根据查阅的资料，使用单片MC33886时易发生发热、噪声等问题，对电源电压影响过大等问题，所以可以使用两片并联，如下所示：
该接法降低了MOS管的导通内阻，增大了驱动电流，可以起到增强驱动能力、减小芯片发热的作用，但是起始频率受限，电机噪声大且发热严重。 VNH3SP30是意法半导体公司生产的专用于电机驱动的大电流功率集成芯片。芯片核心是一个双单片上桥臂驱动器(HSD)和2个下桥臂开关,HSD开关的设计采用ST的ViPowe 技术，允许在一个芯片内集成一个功率场效应MOS管和智能信号/保护电路。下桥臂开关是采用ST专有的EHD(STripFET)工艺制造的纵向场效应MOS管。3个模块叠装在一个表面组装MultiPowerSO- 30引脚框架电绝缘封装内，具体性能指标如下: ①最大电流30 A、电源电压高达40 V; ②功率MOS管导通电阻0.034 Ω; ③5 V兼容的逻辑电平控制信号输入;④内含欠压、过压保护电路;⑤芯片过热报警输出和自动关断。与MC3886相比，它具有一个显著优点就是芯片不会发热，且保护功能强大，但是存在开关频率限10 kHz，电机噪声大且电机容易发热，但芯片较贵，很多场合性价比不高。 采用2个半桥智能功率驱动芯片BTS7960B组合成一个全桥驱动器，驱动直流电机转动。BTS7960B是应用于电机驱动的大电流半桥集成芯片，它带有一个P沟道的高边MOSFET、一个N沟道的低边MOSFET和一个驱动IC。P沟道高边开关省去了电荷泵的需求，因而减少了电磁干扰(EMI)。集成的驱动IC具有逻辑电平输入、电流诊断、斜率调节、死区时间产生和超温、过压、欠压、过流及短路保护功能。BTS7960B的通态电阻典型值为16 mΩ，驱动电流可达43 A，调节SR引脚外接电阻的大小可以调节MOS
Quasi-Resonant (准谐振) Converter Topology : 简介： Advantage： 1)可以降低MOSFET 开关损耗，从而提高可靠性 2)可以改善EMI 特性，在增加功率传输效率的同时减少EMI 干扰，减少滤波器使用数量，降低成本 备注：谐振电路的定义—在具有R 、 L、 C 的交流电路中，电路两端的电压和电流位相一般是不同的，如果通过变更L 、C的参数或电源频率使其达到电压与电流的位相相同，此时电路呈现纯电阻性，这种状态就叫做谐振。在这种情况下，电路的电阻值达到极值（最大或者最小）。谐振分为串联谐振和并联谐振。 3)当工作在 discontinuous conduction mode 时，转换器会侦测到drain （漏极）电压波谷并在drain电压最小时开启MOSFET. 当工作在 continuous conduction mode 时，转换器会工作在固定工作频率。 工作机理： 1）当MOSFET 在导通时（Ton），输入电压Vin加在初级线圈上 Lm ，此时MOSFET 电流Ids 从0线性增加至最大值Ipk，在这段时间内，能量储存在 初级电感，为（Lm*Ipk*Ipk）/2 . 2）当MOSFET 关闭时，储存在线圈中的能量导致次级输出端的整流二极管开启。 在二级管开启的时间内（Td），输出电压Vo施加在次级线圈上，此时整流 二极管的电流从最大值Ipk*Np/Ns线性减少, 而此时输入电压Vin和次级线 圈反馈到初级线圈的点烟V0*Np/Ns 叠加到FET 上。 3）当二极管电流降至0时，FET的Vds 电压通过初级线圈Lm以及FET 的输出电容Coss以振幅V0*Np/Ns开始共振。当Vds达到最小值时，准谐振开关开启 MOSFET。这样就可以减少由于漏极与源极之间的电容导致的开关损益。这 就是所谓的ZVS . 4）当输出负载减少或者输入电压增大的时候， MOSFET 的Ton会减少并且开关频率增加。这就会导致严重的开关损失以及间歇性开关和噪音问题。 相关图形请参看以下：
单片机IO引脚驱动能力提升篇 来源：互联网作者： 关键字：单片机IO引脚 早期的51单片机，驱动能力很低。P1、P2和P3口只能驱动3个LSTTL输入端，P0口可驱动8个。如果想要驱动更多的器件，就要用到“总线驱动芯片”。经常用的就是74LS244(单向)和74LS245(双向)。 现在常用的 AT89C51 单片机引脚的输出能力已经大多了，从 PDF 手册文件中可查出： 单片机输出低电平的时候，单个的引脚，向引脚灌入的最大电流为 10 mA; 一个 8 位的接口(P1、P2 以及 P3)，灌入的总电流最大为 15 mA，P0 允许灌入的最大总电流为 26 mA; 全部的四个接口所允许的灌电流之和，最大为 71 mA。 但是当引脚输出高电平的时候，它们的“拉电流”能力可就差多了，竟然还不到 1 mA。 单片机的输出特性和很多常用的LS系列TTL器件的输出特性是相同的，都有灌电流较大的特点。 实际上，现在常用的单片机IO引脚驱动能力，就和早期的单片机增加了“总线驱动芯片”的效果基本是相同的。现在的单片机输出低电平的时候，就已经可以直接驱动LED发光了。 上述的数值，也并非是不可逾越的破坏性极限数值。当略超过这些数值范围的时候，单片机IO引脚的电压，就会发生变化，造成“高电平不高”、“低电平不低”，这就会缩小外接器件的噪声容限。如果环境再稍有干扰，外接器件就无法正确判定单片机送来的高、低电平，将会胡乱动作。 ================================== 为了合理利用IO引脚的低电平能力强的特点，在外接耗电较大的器件(如LED数码显示器、继电器等)的时候，应该优先选用低电平输出来驱动外部器件。使用IO口输出高电平驱动负载，就是一个错误的选择。 下图是一个直接利用单片机IO引脚驱动LED的电路。 图中P0口使用低电平驱动方式，只要加上约1K的限流电阻即可，甚至不需要常见的P0口上拉电阻。发光的段，每个引脚灌电流约为3mA，不发光的段，电流为0。即使各个段全都发光，电流也不超过P0所容许的电流，这是一个合理的驱动方式。
https://www.doczj.com/doc/b41748306.html, LLC半桥谐振开关电源原理介绍与逆变电路 LLC半桥谐振原理介绍 随着开关电源技术的研究与发展，高效电路模块（软开关）技术得到了广泛的应用，主要为谐振型的软开关拓扑和 PWM 型的软开关，近几年来，随着半导体器件制造技术的发展，开关管的导通电阻、电容和反向恢复时间越来越小了，对于谐振变换器来说，如果设计得当，能实现软开关变换，使得开关电源具有较高的效率，LLC 谐振变换器实际上来源于不对称半桥电路，后者用调宽型(PWM)控制，而 LLC 谐振是调频型（PFM）电源电路。0928E LLC半桥谐振电源开关原理框图 在工作中，半桥串联谐振的DC-DC转换器通过改变开关管的开关频率进行转换，谐振网络的输入电压频率也将同步发生改变，谐振网络的阻抗也将发生改变，并
https://www.doczj.com/doc/b41748306.html, 进一步影响负载端的电压发生相应的变化。由于这种分压作用，串联谐振变换器的直流电压增益≤1，当电路的开关频率工作在谐振频率Lr和Cr谐振点时，谐振网络的阻抗达到最小，输入的电压绝大部分传递到负载端，此时变换器的直流电压增益最大为1。 LLC半桥谐振逆变电路 根据负载结构的不同形式，逆变器分为两种形式：串联谐振逆变器，即电容与负载串联连接，也称电压源型逆变器；并联谐振逆变器，即电容与负载并联连接，也称电流源型逆变器。本文主要对串联谐振逆变器的主电路结构、控制和调功方法进行研究。 全桥串联谐振逆变器串联谐振逆变器分为全桥串联谐振逆变器和半桥串联谐振逆变器两类，首先对全桥串联谐振逆变器进行介绍，其电路结构如下所示。0928F
https://www.doczj.com/doc/b41748306.html, 串联型逆变器根据负载工作状态的不同可以分为三种工作模式：容性状态、感性状态和谐振状态，状态下负载电压和电流的相位关系，分别为负载电压、负载电流的波形，负载电压与负载电流之间的相位角。 桥臂谐振电容与负载串联，而不是自成回路，即流过负载的电流将全部流过开关管IGBT，因此，在这种电路中一般采用多个开关管并联，两类半桥串联谐振逆变器结构上的不同在于对于第1类半桥串联谐振逆变器，谐振电容与负载槽路直接串联，此类逆变器一般应用于小功率领域；半桥串联谐振逆变器，两个谐振电容相当于是两个桥臂，一般用于较大功率。
准谐振电流模式控制器NCP1338 NCP1338集成了电流型PWM控制和退磁检测电路，在大范围的负载和输入电压变化情况下，确保谷电压开关（准谐振方式）和不连续的导电模式。由于拥有无线圈去磁检测技术，变压器的复位信号能够被NCP1338内部检测到，而不需要任何外部信号提供给NCP1338。NCP1338被内在限制在不高于130KHZ（(低于CISRR-22EMI标准中的150KHZ限制)的频率范围内工作。 通过检测NCP1338反馈引脚2(FB)的电流大小，来反映输出功率的大小，以及确定是否进入跳周期模式的工作模式。器件每次重启都会经历“软跳周期”的工作模式，而后进入正常工作状态模式。并且正常工作模式的开关频率不会低于25KHZ，所以不会产生音频范围内的噪声。 NCP1338也拥有高效的保护电路。比如电源输出过流保护，当电源输出过流时，禁止输出脉冲，快速进入突发模式，使电源运行在低功率状态，并且尝试重启。当电源输出恢复正常后，NCP1338进入正常的工作模式。NCP1338的管脚BO具有低电压输入保护功能，NCP1338的6脚（VCC）还具备快速过压保护（OVP）功能，一旦检测到该引脚的电压达到过压保护的门限电压18.6V，其将停止输出脉冲，进入闭锁状态。最后，NCP1338内部4ms器件内部的“软跳周期”工作模式避免了传统启动方式的过高的电压应力。 器件特性： 自由运行的边界/临界模式，准谐振控制 电流型工作模式 软跳周期模式工作在最低开关频率（25KHZ） 独立于辅助电压的自恢复短路保护 过压保护 输入低电压保护 内置两种外部触发的失效模式触发比较器（禁止和锁定） 4ms的软跳周期启动模式 500mA峰值电流驱动能力 最高工作频率130KHZ 内部前端消隐（关于内部前端消隐的解释，请参考下面这个链接 https://www.doczj.com/doc/b41748306.html,/bbs/136072.html） 内部过温，将禁止驱动脉冲输出 可以和光电耦合器直接连接 12-10V间的动态自供电技术(DSS) 拥有SPICE仿真模型，可用于瞬态分析
1、在电子电路中为什么有的地方电压会被拉低？ 2、驱动能力是什么意思，如何提高驱动能力？ 问题补充： 在很多资料上看到说驱动能力不够是因为提供的电流太小，为什么不说电压呢？在很多限制的条件都是电流而不是电压，为什么？电压和电流满足欧姆定律，考虑谁不是都一样吗？ 还有就是，在什么情况下要考虑驱动能力，是不是只有在集成电路输出口要考虑？那你怎么知道这个集成电路驱动能力是不是不够？在平常的电路中（非集成电路IO口），如何考虑驱动能力？能不能给些例子。提高驱动能力都有哪些办法？我只知道用三极管提高驱动能力。 这位朋友,你的问题是一个电子设计中最为基本的问题。但是有很多初学者或者新上手的设计人员都分不清楚这个电压电流在苛刻的条件下的区分。我给你分析一下，希望对你有所帮助！ 1、问：为什么说驱动能力不够是因为提供电流太小而不是电压？和分析驱动能力不够？ 答：首先我们看到的驱动能力不够，大部分是在你选择的负载（电阻、喇叭等）电压符合供电电压的，那么电压符合了只有看电流大小是否足够。是电压还是电流引起驱动能力不够，给你个判断方法，将后级电流开路测试电压是否符合负载电压，符合但接上负载后电压就会降低这个就是电流驱动能力不够。如果电压不够则是驱动电压不够。 2、什么情况下要考虑驱动能力？ 任何情况都要考虑包括数字信号处理的接口电路里。但是常说的驱动能力都是在功率驱动的情况下用的比较多。 3、怎么知道在集成电路里和平常IC驱动能力是否足够？和提高驱动能力的办法。 在IC的资料里都有说明I/O口的驱动能力，根据你的负载所需要的驱动能力来判断这个I/C的I/O口是否符合，如果不符合可以用三极管或者MOS管子放大提高驱动能力。 4、举例子：用一个IC驱动1个LED。IC输出电压5V，输出电流20mA，用来驱动一个白色LED。LED是20mA 、3.3V的。那么5-3.3=1.7V，20mA时1.7/20mA=85R。这样我们可以在LED上串接一个电阻85R，正接I/O负对地就可以了。 现在改为驱动300mA、3.3V的1WLED。I/O驱动能力就不够了，需要提高驱动能力。分析输出5V输出20mA，用放大200倍的8050三极管，集电极电流要在300mA，计算得：300mA/200=1.5mA，基极电流为1.5mA，为了使三极管深度饱和选用10倍饱和电流。1.5*10=15mA，5V/15mA=333R，则选用330R的电阻串联到三极管基极和I/O口上，发射极连接地，集电极接LED-，LED+接电阻（5-3.3=1.7/0.3=5.67R）5.67R/1W，然后接5V 就可以了。 1.深度饱和时，视所用管子Ube可取0.7V，Uce可取0.1~0.5V（大多计算可忽略），Ic 不再受控，认为恒定在设计值不变了，Ic则几乎仅由外部电路（R+LED）决定，三极管近似是一个开关。 2.放大状态，Ube可视为不变，而Uce就完全不能确定了，Ic就意味着还会随管子而变，即Vce较大，功耗也偏大，β值不单受温度，电流，电压影响 3.饱和10倍，意指取1/10标称β值。这是一般电路深度（可靠）饱和常用工程数据（5倍也可算作饱和，20倍意义就不大了） P0是一个漏极开路接口,让它工作在灌电流状态下驱动LED是没有问题的。即:VCC>限流电阻>LED>P0。
准谐振PWM 控制器在电源适配器中的应用 新闻出处：艾睿电子（深圳）代表处 彭建宇 发布时间： 2006年12月08日 电源适配器不仅种类繁多而且在消费类电子产品中应用非常 广泛，提供的输出功率大多数 都在100瓦以内，市场需求迅速增长。如电动自行车电池充 电器、小尺寸液晶电视、笔记 本电脑、打印机、DVD 播放器 和机顶盒等都有应用。早期的电源适配器大都选用线性变压器，随着消费类电子产品对电源适配器有高效率、宽输入电压范围的要求，以及铜、铁和人力成本的增加，这类电源适配器里面原来的线性变压器大都逐渐被开关电源取代。从而使电源适配器由原来只能是交流110伏或交流220伏单电压输入改变为交流85至264伏的宽电压范围输入，输入电源频率在47到63赫兹之间。 电源适配器一般来讲空间体积都比较小，不能安装大体积的散热片，同时EMI 电磁辐射的屏蔽也是一个难以解决的问题。但是目前市面上电源适配器中的开关电源大多数都是采用普通的硬开关PWM 控制方式设计的，存在开关噪声大、EMI 屏蔽结构复杂、 材料和生产成本
高、转换效率不高散热器体积大内部空间拥挤，且待机功耗大无法达到节能标准，保护功能少可靠性低等许多难以克服的缺陷，尤其在5 0W以上低电压大电流输出的电源适配器，这些缺陷更加突出。 随着全球多个国家和地区各种节能规范的纷纷发布，例如“能源之星”认证项目、美国加州能源委员会(CEC)、欧盟行为准则、欧洲高能效电器组织(GEEA)，均把节能放在环保的重要一环。对于想要出口欧美等地的电源产品，满足国际强制执行的待机功耗法规和安全认证标准非常重要。例如，全球范围内倡议待机功耗低于1瓦；UL安规认证，CE安规认证等。一方面是消费类电子产品对电源适配器的需求迅速增长，电源生产厂商须迅速扩大自己的产能，另一方面是世界多国出台的要求严格的节能法规，使得电源生产厂商在设计“绿色电源”、进行节能降耗方面面临着更大的压力，大多数用传统的PWM控制方式设计的电源适配器已无法达到“绿色电源”的设计要求。所以电源生产厂商必须放弃传统的PWM控制方式，采用新的PWM控制技术来设计自己新的电源适配器产品，才能适应不断增长的市场需求和开关电源产品规范标准的新要求，准谐振PWM控制技术就是一种能满足电源适配器新的设计要求的解决方案。所谓准谐振PWM控制简单讲就是控制开关管在电压谷底开通的一种PWM控制方式，又称为软开关PWM控制方式。用准谐振PWM控制器设计的电源适配器能够容易实现电源转换效率高、噪声小EMI成本低、结构简单制造成本低、
开关电源主要名词解 释
开关电源主要名词解释 1．脉宽调制（Pulse Width Modulation–PWM） 开关电源中常用的一种调制控制方式。其特点是保持开关频率恒定，即开关周期不变，改变脉冲宽度，使电网电压和负载变化时，开关电源的输出电压变化最少。 2．占空比（Duty Cycle Ratio） 一个周期T内，晶体管导通时间t oN所占比例。占空比D=t oN/T。 3．硬开关（Hard Switching） 晶体管上的电压（或电流）尚未到零时，强迫开关管开通（或关断），这是开关管电压下降（或上升）和电流上升（或下降）有一个交叠过程，因而，开关过程中管子有损耗，这种开关方式称为硬开关。 4．软开关（Soft Switching） 使晶体管开关在其中电压为零时开通，或电流为零关断，从而在开关过程中管子损耗接近于零，这种开关方式称为软开关。 5．谐振（Resonance） 谐振是交流电路中的一种物理现象。在理想的（无寄生电阻）电感和电容串联电路输入端，加正弦电压源，当电源的频率为某–频率时，容抗与感抗相等，电路阻抗为零，电流可达无穷大，这一现象称为串联谐振。同理，在理想的LC并联电路加正弦电流源时，电路的总导纳为零，元件上的电压为无穷大，称为并联谐振。电路谐振时有两个重要参数：
谐振频率–谐振时的电路频率，w0=1／√LC，称为谐振频率。 特征阻抗–谐振时，感抗等于容抗。其值为：Zo=√L／C,称为特征阻抗。当LC串联突加直流电压时,电路中电流按正弦规律无阻尼振荡，其频率即电路的谐振频率,或称振荡频率. 6．准谐振（Quasi–Resonance） 对于有开关的LC串联电路，当电流按谐振频率振荡时，如果开关动作，使电流正弦振荡只在一个周期的部分时间内发生，电流呈准正弦，这一现象称为准谐振。同样，在LC并联电路中，借助开关动作，也可获得准谐振。 7．零电压开通（Zero–Voltage–Switching，简称ZVS） 利用谐振现象，在开关变换器中器件电压按正弦规律振荡到零时，使器件开通，称为ZVS。 8．零电流关断（Zero–Current–Switching，简称ZCS） 同理，当开关变换器的器件电流按正弦规律振荡到零时，使器件关断，称为ZCS。 9．PWM开关变换器（PWM Switching Converler） 用脉宽调制方式控制晶体管开关通、断的开关变换器。它属于恒频控制的硬开关类型。 10．离线式开关变换器（Off–Line Switching Converter） 是一种AC／DC变换器，其输入端整流器和平波电容直接接在交流电网上。11．谐振变换器（Resonant Converter） 利用谐振现象，使开关变换器中器件上的电压或电流按正弦规律变化，从而创造了ZVS或ZCS的条件，称为谐振变换器。分串联和并联谐振变换器两种。在桥式
马达专用控制芯片LG9110 芯片特点： 低静态工作电流； 宽电源电压范围：2.5V-12V ； 每通道具有800mA 连续电流输出能力； 较低的饱和压降； TTL/CMOS 输出电平兼容，可直接连CPU ； 输出内置钳位二极管，适用于感性负载； 控制和驱动集成于单片IC 之中； 具备管脚高压保护功能； 工作温度：0 ℃-80 ℃。 描述： LG9110 是为控制和驱动电机设计的两通道推挽式功率放大专用集成电路器件，将分立电路集成在单片IC之中，使外围器件成本降低，整机可靠性提高。该芯片有两个TTL/CMOS 兼容电平的输入，具有良好的抗干扰性；两个输出端能直接驱动电机的正反向运动，它具有较大的电流驱动能力，每通道能通过750 ～800mA 的持续电流，峰值电流能力可达1.5 ～2.0A ；同时它具有较低的输出饱和压降；内置的钳位二极管能释放感性负载的反向冲击电流，使它在驱动继电器、直流电机、步进电机或开关功率管的使用上安全可靠。LG9110 被广泛应用于玩具汽车电机驱动、步进电机驱动和开关功率管等电路上。 管脚定义： 1 A路输出管脚、2和3 电源电压、4 B路输出管脚、5和8地线、6 A路输入管脚、7 B路输入管脚 恒压恒流桥式1A驱动芯片L293 L293是著名的SGS公司的产品，内部包含4通道逻辑驱动电路。其后缀有B、D、E等，除L293E为20脚外，其它均为16引脚。其额定工作电流为1A，最大可达1.5A，Vss电压最小4.5V，最大可达36V；Vs电压最大值也是36V，但经过我的实验，Vs电压应该比Vss电压高，否则有时会出现失控现象。 恒压恒流桥式2A驱动芯片L298N L298也是SGS公司的产品，比较常见的是15脚Multiwatt封装的 L298N，内部同样包含4通道逻辑驱动电路。 1、15脚是输出电流反馈引脚，其它与L293相同。在通常使用中这两个引脚也可以直接接地。
电源招聘专家 一种准谐振反激式控制器功能简介 电源适配器(Power adapter)是小型便携式电子设备及电子电器的供电电源变换设备，按其输出类型可分为交流输出型和直流输出型;按连接方式可分为插墙式和桌面式。广泛配套于电话子母机、游戏机、语言复读机、随身听、笔记本电脑、蜂窝电话等设备中。 表1显示了针对外部电源适配器的最新的EPA 2.0 Level V标准。该表重点介绍了平均能效和空载功耗以及轻载功耗。 表1针对外部电源适配器的EPA 2.0 Level V标准 为此，英飞凌针对绿色电源适配器解决方案开发出全新具备数字降频、主动突发模式和折返校正等特性QR PWM IC ICE2QS03G。 2 CCM DCM与QR工作模式对照 反激式转换器广泛应用于交流/直流电源，尤其适用于输出功率低于150W的电源。单开关反激式转化器具备三种基本工作模式：连续导通模式(CCM)、断续导通模式(DCM)和准谐振(QR)模式。这三种工作模式都具备各自的优缺点。
电源招聘专家 2.1 连续导通模式 图1a是典型的CCM工作波形。转换器的输入功率是： (1) 由于电感器存储的电能不完全转移到二次侧，因此在相同条件下，CCM工作模式所需的电感通常高于DCM工作模式所需的电感。此外，更高的电感意味着主侧开关电流具备较低的交流/ 直流转换率，因此获得更低的导通损耗。不过，随着原边电感值的升高，变压器的磁损耗也会增大，因此在开关导通损耗和变压器导通损耗之间需折衷考虑。 此外，在占空比大于0.5的条件下，为避免次谐波振荡，需要加入斜率补偿功能。由于高压输入下，导通时间较短，高压下的补偿值低于低压下的补偿值。这将使高压下的最大输出功率远远高于低压下的最大输出功率。实际上，采用CCM工作模式的SMPS IC针对某个具体的设计只具备一条补偿曲线。如果设计发生变化，最大功率限制性能也会随之变化。 2.2 断续导通模式 图1b是采用D CM工作模式的反激式转换器的典型工作波形。该转换器的输入功率是： (2) 如上所述，在MOSFET导通期间电感存储的电能在MOSFET关断期间完全转移至次侧。最大功率只与电感、开关频率和峰值电流有关。对于采用固定频率的设计，在不同输入电压条件下，很容易通过使最大峰值电流保持不变来限制系统的最大输入功率。 2.3 自由运行准谐振模式 图1c是在QR工作模式下的典型工作波形。该转换器的输入功率是： (3) 在变压器二次侧电流为零时，原边主电感和漏源及线路的寄生电容发生谐振，功率开关只在漏源电压的最低点开通。在这种条件下，开关频率由输出负载和输入电压决定。如果峰值电流限制保持不变，在高输入电压条件下，开关频率将大幅提高。这将导致在高压下很高
龙源期刊网 https://www.doczj.com/doc/b41748306.html, 准谐振反激式开关电源设计 作者：李惺靳丽钱跃国李向锋 来源：《现代电子技术》2013年第21期 摘要：设计了一种基于UCC28600控制器的准谐振反激式开关电源电路，分析了准谐振反激式开关电源的工作原理及实现方式，给出了电路及参数设计和选择过程，以及实际工作开关波形。实验证明，准谐振反激式开关电源具有输入电压范围宽、转换效率高、低EMI、工作稳定可靠的特点。准谐振技术降低了MOSFET的开关损耗，提高产品可靠性。此外，更软的开关改善了电源的EMI特性，允许设计人员减少滤波器的数目，降低了产品成本。 关键词：准谐振；反激； CRM； DCM； FFM； UCC28600 中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）21?0148?04 准谐振转换是十分成熟的技术，广泛用于消费产品的电源设计中。新型的绿色电源系列控制器实现低至150 mW的典型超低待机功耗。本文将阐述准谐振反激式转换器是如何提高电源效率以及如何用UCC28600设计准谐振电源。 1 常规的硬开关反激电路 图1所示为常规的硬开关反激式转换器电路。这种不连续模式反激式转换器（DCM）一个工作周期分为三个工作区间：（[t0～][t1]）为变压器向负载提供能量阶段，此时输出二极管导通，变压器初级的电流通过Np：Ns的耦合流向输出负载，逐渐减小；MOSFET电压由三部分叠加而成：输入直流电压[VDC、]输出反射电压[VFB、]漏感电压[VLK。]到[t1]时刻，输出二极管电流减小到0，此时变压器的初级电感和和寄生电容构成一个弱阻尼的谐振电路，周期为2π[LC]。在停滞区间（[t1～][t2]），寄生电容上的电压会随振荡而变化，但始终具有相当大的数值。当下一个周期[t2]节点，MOSFET 导通时间开始时，寄生电容（[COSS]和[CW]）上电荷会通过MOSFET放电，产生很大的电流尖峰。由于这个电流出现时MOSFET存在一个很大的电压，该电流尖峰因此会做成开关损耗。此外，电流尖峰含有大量的谐波含量，从而产生EMI。 2 准谐振反激式设计的实现 利用检测电路来有效地“感测”MOSFET漏源电压（[VDS]）的第一个最小值或谷值，并仅在这时启动MOSFET导通时间，由于寄生电容被充电到最低电压，导通的电流尖峰将会最小化。这情况常被称为谷值开关（Valley Switching）或准谐振开关。这种电源是由输入电压/负载条件决定的可变频率系统。换言之，调节是通过改变电源的工作频率来进行，不管当时负载或输入电压是多少，MOSFET始终保持在谷底的时候导通。这类型的工作介于连续（CCM）