LF-GOE100YA0920A电源设计计算书
电源的主要特性及功能描述;
输入电压范围AC90V~AC305V，额定输入电压范围AC100V~AC277V.
输入电源工作频率47Hz~63Hz，额定输入频率50Hz~60Hz.
输出功率 112W，额定输出DC90V~DC120V @ 0.92A
开路输出电压：小于135V，短路输入功率：小于15W.
效率：90V ac input 大于87%，220V ac input 大于89%，277V ac input 大于90%.
输出纹波：在输入电压范围内，纹波电压小于1.2V，
其它功能附详细的规格书.
电源的相关参数设计计算如下：
1.对于电源工作保险丝的选定
Po(max)= 126V *0.92A*1.05=121.716W（输出电压电流按照规格书的额定输出的上限计算）.
Pin(max)= Po(max)/Eff =121.716W / 0.80=152.145W（按照电源起动到PFC电压还没升起来的这段时间的效率并适当取低一点点进行计算，否则，频繁的开关机有可能会冲坏保险丝）.
Iin rms(max)= Pin(max)/ Vin(min)= 152.145W/75V=2.029A （最小输入电压根据电源的最低起动电压计算，这款电源设定最低起机电压为75V，允许电源在最低起机电压下带额定负载起机）
考虑到电路中PFC校正值并不是完整的1，需要除以0.99的功率因素，以及查相关的保险丝的图表所得，在最高工作环境温度65度时，需扣除0.8的过热等因素引起的加速熔断的折扣率，再除以安规要求的0.75的折扣率，即保险丝因选择：
2.029A /0.99/0.8/0.75=
3.416A.
由于PFC+PWM两极架构的电源开机讯间的输入浪涌电流非常大，加热敏电阻后也能达到近80A，由此保险丝需选择大于3.416A的高分断能力的慢断型。
再考虑到这款LED电源是使用在室外的路灯上，需要承受较多且较大的雷击，按照规格要求是线对线打4KV，需选择耐4KV以上雷击的保险丝。
综合以上对此款产品的保险丝最小应选择AC300V 5A慢断型保险丝。
2. 桥堆的选定：
依据前面的计算知道，电源的最大输入功率为152.145W，最大输入RMS电流是2.029A，（最低输入电压频繁开关机，输出带满负载工作，此时PFC电路还没开始工作）
桥堆输出最低直流电压：DC(min)=AC75V * 1.35=DC101.25V.（输入电压降额到AC75V，全波整流后的输出最大电压为输入的有效电压乘以根号2，但是随着输出带负载越大这个系数将会越低，这里取
1.35，这个值不可以按照PFC上的输出电压进行计算，因为起机的时候PFC还没有开始工作，如果按
照工作以后PFC上的电压进行计算，那当电源频繁的开关机动作的时候，桥堆将会被电流冲坏）。 输入功率除以桥堆后的输出DC电压就得到了桥堆的输出平均电流：
152.145W/101.25V=1.5027A..
一般二极管类的元器件，考虑工作峰值电流的冲击，热损耗及高环境温度下工作等因素，这里按照输出平均电流的三倍进行取值。 得：1.5027A*3=4.508A，由于5A的桥堆不常见，这里直接取6A的桥堆。
6A GBU桥堆的current duration curve.
由上面的降额曲线可得出，桥堆本体温度在120度以内，整流后都能保证持续输出4.5A没有问题。
根据规格书的要求，输入最高有效值电压为AC305V，输出最大的直流电压为AC305V*1.414=427V
根据上面图表可知，按照耐电压的要求，选用GBU606/GBU608/GBU610都是比较安全的。
3. PFC电路的设计.(选择CRM模式的BOOST电路做为PFC电路)
输入90V ac‐305Vac，输出电压420V （根据规格书的要求，PFC在输入最高为277V ac时要求大于0.92，可定义PFC输出电压为比277V ac整流后大25V到35V，可保证PF值满足要求）.根据经验，PFC电感先选用RM10型号，下文将通过计算验证是否合理。先根据输入的条件计算PFC电感量。由于PFC 电感量并不是非常严格的，只要保证电路的工作频率不进入到音频范围内就可以了。计算方式如下：
由公式 可计算出PFC的电感量。
其中Vrms为输入有效值电压，Ton为开关管的导通时间，E为PFC电路的效率，Po为电源输出功率。 由公式 可计算出PFC的关断时间，进而可计算出PFC的最小工作频率。
定义电感量为450uH, 计算最低输入电压 450uH=180^2*Ton*0.95/2*122 Ton=3.567us.
Toff=3.567us*180*1.414/(420‐180*1.414)=5.476us
T= Ton+ Toff=3.567us+5.476us=9.43us Fs=106.04KHz.
计算最高输入电压450uH=277^2*Ton*0.95/2*122 Ton=1.506us
Toff=1.506us*277*1.414/(420‐277*1.414)=20.827us
T= Ton+ Toff=1.506us+2.827us=22.333us Fs=44.78KHz.
计算在最低AC90V输入电压 450uH=90^2*Ton*0.95/2*100 Ton=11.70us
Toff=11.70us*90*1.414/(270‐90*1.414)=10.43us
T= Ton+ Toff=11.70+10.43=22.13us Fs=45.19KHz
计算在低压段最高输入电压 450uH=175^2*Ton*0.95/2*100 Ton=3.09us
Toff=3.09us*175*1.414/(270‐1.414*175)=33.91us
T= Ton+ Toff=3.09us+33.91us=37us Fs=27KHz.
PFC输出电压按照两段式输出，即在输入有效值电压小于AC175V时，PFC输出电压设定为270V，在输入有效值电压大于AC175V时，PFC输出电压设定为420V。
根据以上计算的工作频率，取电感量为450uH，在AC90V‐AC277V范围内，PFC的工作频率均远超过20KHz的最高音频，最高工作频率在100多一点点KHz。因此，PFC电感将不会发出人耳能听到的声音出来，也不会给传导辐射带来很大麻烦。
流过PFC电感及MOS管的峰值电流：
由于选用的PFC电路是工作在临界模式的BOOST电路，流过PFC电感及MOS管的峰值电流为正弦波峰值电流的2倍，且在最低输入电压下达到最大：
Ipk=2*√2* Po/Vin（rms min）*Eff=2*√2*121.716/90*0.90= 4.25A.
Po为输出最大功率 Vin（rms min）为输入的最低有效电压 Eff为PFC的效率
PFC电感最少匝数：N= L*Ipk/ Ae*△B=450uH* 4.25A/98*0.30=65TS,因此，PFC电感的匝数最少必须大于65匝，才能保证磁感应强度控制在小于0.30特斯拉，保证变压器不会出现饱和现象。
（此PFC电感是按照输出功率100W，电压及电流均偏5%上限的极端情况设定的，如果能控制输出电压的精度，PFC电感的匝数还可以减小一点点），漆包线线径可根据实际的情况选择。
PFC MOS管的选定如下：
根据上面计算得到Ipk=4.25A，由于这个工作频率非常高，可以等同于是直流，考虑到管子的热损耗及高环境温度下工作，同样选择三倍的余量得到4.25*3=12.75A.查询了一款12A的MOS管的规格书如下图：
根据上图，12A的MOS管在本体温度升高到100度时，允许通过的电流降低到7.7A，根据左边的Derating温度降额曲线可知，管子的本体温度在125度时，允许通过的电流大约为5A，是大于计算得出的峰值电流4.25A的，因此这款PFC的MOS管选择是比较安全可靠的。
至于MOS管的耐压选择，这个和很多因素有关，包括PFC电感的漏感，PCB走线造成的干扰，输入电压，吸收电路以及允许的降额等级等等因素有关，需要充分考虑选择，此款暂时选择650V耐压的。
PFC升压二极管的选定如下：
前面已经说过，一般二极管类的元器件，需按照输出平均电流的三倍进行取值。
PFC升压二极管输出的平均电流就等于后级电源的输入电流 Io=Po/Vpfc*Eff=121.716/270*0.90=0. 5A 得出二极管的最少选用0.5A*3=1.5A.的平均电流，另外还需满足一个条件是二极管在本体温度达到120度时的平均电流值必须大于输出二极管的最大峰值电流，因为电路工作在高频状态，峰值电流重复持续的快速发生，把它降额等效为平均电流，PFC的升压二极管最大输出峰值电流就等于MOS管和PFC电感的最大峰值电流，也就等于4.25A。
查阅一款UF1006CT超快恢复二极管的特性曲线，可得出选用UF1006CT是安全可靠的。从二极管温度降额曲线可以得出，管子温度达到120度是能在这款产品下正常工作的，但是当管子的温度达到130度，二极管输出电流降到了接近4A，是小于PFC电感最大峰值电流4.25A的，也就是说，这会存在管子被击穿损坏的风险。 按照BOOST拓扑的结构，二极管的最大反向耐压就是输出最大电压，这款电源设定的BOOST输出电压为420V，假定输出电压偏设定的上限公差并再留取10%的耐压余量， 可得： 二极管反向耐压选择为：420*1.05/0.9=490V,查询下表特性可知，选择UF1006CT超快恢复二 极管是安全可靠的。
PFC输出电解电容的选型，
这种电解电容一般有两种方式可以定义：a.按照PFC电路的输出保持时间；b.按照输出电压的纹波大小. 这里选择按照输出电压的保持时间去计算使用输出电解电容的容量，一般定义保持时间为20ms，(解释一下为什么定义20ms，当输入工作电压在低压段，由于某些原因，线路在供电的过程中丢失了一个周期，也就是说60Hz供电的线路在某一个时间段内有最大16.67毫秒是没有供电的，一般的低压段线路的频率都是60Hz，50Hz只工作在高压段供电，供电电压不可能会跌落到低压段，也就是说低压段不可能存在50Hz的供电。下面的计算是按照丢失一个周期计算的，如果要求能抵抗更长的供电丢失周期，需要折算成保持时间去定义电解电容的容量。
C=2Po*Thold/Vbus nor^2‐Vbus min^2= 2*121.716W*20*10^‐3/270^2-（√2*AC80V）^2 =243.432*20*10^‐3/72900‐12769=80.97uF （按照低压段计算，欠压关断电压定义为AC80V）
一般电解电容的容量都是控制在±20%，计算得出来的80uF为下限电容，由于还有其它电源有PFC电压需要设定大于450V的，为了兼容，实际选用了100uF/500V的电解电容。上面的计算都是考虑在最差极限的情况下得出来的，实际测试的效果会更好些，代入电源实际的参数可以计算出PFC电源的实际保持时间。
PWM变压器的选型.（选择反激式准谐振架构做为电源的PWM电路）
按照输入输出的要求及元器件的耐压，确定变压器的匝比：
输入电压范围AC90~AC305V，PFC大电解电容的电压值：DC270V~DC420V~DC432V（305*√2）
输出电压范围DC90V~DC121V.
初级MOS管的应力：V(mos)pk=Vbus+n*(Vo+Vf)+Vlk
次级整流二极管的应力：V(D)pk= Vbus/n+Vo+Vf,
（Vbus为PFC输出电压，n*Vo为输出电压反射到初级的电压，n为变压器初级比次级的匝数比，Vo为输出电压，Vlk为初级漏感产生的电压,Vf为输出整流二极管的导通压降）
考虑到路灯电源工作环境比较恶劣，灌胶后电源内部整体的温度都比较均衡，需要尽量提高电源的效率去降低电源的发热，从而延长电源的寿命，特别是对电解电容有非常大的意义，因此，PWM的MOS管选用耐压800V的管子，尽量加大反射电压把占空比调到最大。
MOS管保留10%的余量，可得到：
V(mos)pk=Vbus+n*(Vo+Vf)+Vlk
720V=432V+n*（121+1）+80V （暂定Vlk为80V）
n=1.7 （变压器初次级匝比不能超过这个数值，否则MOS管将会有风险）.
低压满载时，PWM的工作频率最低，原则是在最低输入电压下，带载最大时频率不能低于20KHz，否则进入音频会有噪音出来。频率太低，变压器的磁滞损耗会加大，传递能量的能力会降低，暂定为60KHz，得出变压器的电感量：
Dmax=n(Vo+Vf)/ Vbus+n*(Vo+Vf)=1.7*122/(1.7*122+270)=0.434 (暂定变压器匝比为1.7，在低压输入下占空比最大)
Lp=Vdc^2*Dmax^2*Eff/2Po*Fs=270^2*0.434^2*0.93/2*121.716*60*10^3=870uH
以上的匝比及初级绕组的感量为暂定，把磁芯及匝数定下来后，为了更好的匹配骨架需要稍微调整匝比。 这款产品设计参数按照了输出100W最坏的情况考虑，实际使用输出功率是控制在最大100W‐110W，根据实际外壳及尺寸的要求，变压器选择了PQ3220型号，计算初级绕组,按照低压段输入，输出带满载： Ts=1/Fs=1/60*10^3=16.67uS. Ton=D*Ts=0.434*16.67uS=7.23uS.
Np= Vbus*Ton/△B*Ae=270V*7.23uS/0.28*170=42Ts. (取整数)
Ns= Np/n=42Ts/1.7=25Ts （1.7的匝比为最大值，留取一定的余量，并且初次级匝数都为偶数，可以更方便变压器使用三明治绕线，经过配比，初级定为46Ts，次级定为28匝，匝比为46/28=1.643.）
再次确认最终的Dmax= n(Vo+Vf)/ Vbus+n*(Vo+Vf)=1.643*122/(1.643*122+270)=0.426.
确认最终的变压器初级绕组感量：
Lp=Vdc^2*Dmax^2*Eff/2Po*Fs =270^2*0.426^2*0.93/2*121.716*60*10^3=840uH.
D= n(Vo+Vf)/ Vbus+n*(Vo+Vf)=1.643*122/(1.643*122+420)=0.323.
Fs= Vdc^2*D^2*Eff/2Po*Lp=420^2*0.323^2*0.93/2*121.716*840uH=83.7KHz(高压段输出带满载)
Fs =Vdc^2*D^2*Eff/2Po*Lp=420^2*0.323^2*0.93/2*(90V*0.92A*95%)*840uH=88.4KHz(在高压段输出带最小载时，如果频率高于IC规定的上限130KHz，电源PWM端的MOS管将在第一个波谷与第二个波谷之间切换，造成电源不稳定并且会有可能发出音频噪音，从上面的计算来看，这种情况是不会发生的)
初级绕组通过的峰值电流及有效值电流
I PK=Vbus*Dmax/L*Fs=270V*0.426/840uH*60*10^3=2.282A. （低压段MOS管上的峰峰值电流）
I pRMS= I PK*(Dmax/3)^0.5=2.282*(0.426/3)^0.5=0.86A. （低压段MOS管上的有效值电流）
I PK=Vbus*D/L*Fs=420V*0.323/840uH*83.7*10^3=1.93A （高压段MOS管上的峰峰值电流）.
MOS管的选型：
按照上面提到的三倍峰峰值选择MOS管的D极工作电流：
MOS管选择大于3*I PK=3*2.282A=6.846A. 找到一款8A 800V的管子，先看下面的参数：
从上面的特性表可知，当MOS管的本体温度升高到120度时，管子的漏极还能通过3A的额定电流，这个电流大于PWM电路的开关管产生的2.282A最大峰峰值电流，因此，选用这个MOS管是安全可靠的，并且从前面设计变压器的时候就考虑到选用800V的MOS管的余量问题，如果因为电源的布局等原因造成散热效果不理想，在最高工作环境下会使MOS管的本体温度超过120度，这就需要从新再考虑改善布局提高工作效率或者选用更好的MOS管。
次级绕组通过的峰值电流及有效值电流：
I sK= I PK*n=2.282A.*1.643=3.75A. （低压段输出整流二极管上的峰峰值电流）
Is RMS= I pRMS*n[(1‐Dmax)/Dmax]^2=0.86A.*1.643*[(1‐0.426)/0.426]^2=1.64A. （低压段输出整流二极管上
的有效值电流）
Isk= I PK* n=1.93A*1.643=3.17A. （高压段输出整流二极管上的峰峰值电流）
从上面的数据看，在低压段的输出整流二极管的峰峰值电流比较大，因在此工作状态下选择输出整流二
极管，
输出整流二极管的耐压为 Vbus/n+(Vo+Vf)+Vslk =427/1.643+122+70V=452V.
保留10%的降额，二极管的耐压选择：452/0.9=502V.
根据以上计算的数据，选择了安森美的MUR460/DO‐201AD封装的超快恢复整流二极管, 从右边的曲线
看，在环境温度为100度时（不是二极管本体的温度），这个二极管还有近4A的电流输出，大于上面的
3.75A的峰峰值电流，能承受600V的反向耐压，反向电压余量也超过10%，因此，选择这款二极管做为
这个PWM输出整流二极管是安全可靠的。
输出电解电容的选型：
可以有几种选择方式：a.根据输出纹波电压值定义输出电容的容量；b.根据输出电容上面的纹波电流去
定义输出电容的容量。
这里以纹波电流的方式去计算输出电容：
Ic rms=Io* [4/3* (1‐Dmax)‐1]^2=0.92A*[4/3* (1‐0.426)‐1]^2=1.071A.
按照上面的纹波电流值，选择的电解电容的耐纹波电流值需比这个值大。
END.
彭波波
2014.01.15.
我们知道，与一般的电流电压测量不同，磁场强度和磁感应强度的测量都是间接测量。磁场强度通过测量励磁电流后计算得到，磁感应强度是通过测量感应磁通后计算得到，参与计算的样品有效参数Le和Ae将直接与测量结果相关。 磁场强度的计算公式：H = N xI / Le 式中：H为磁场强度，单位为A/m；N为励磁线圈的匝数；I为励磁电流（测量值），单位位A；Le为测试样品的有效磁路长度，单位为m。 磁感应强度计算公式：B = Φ / (N xAe) 式中：B为磁感应强度，单位为Wb/m^2；Φ为感应磁通（测量值），单位为Wb；N为感应线圈的匝数；Ae为测试样品的有效截面积，单位为m^2。 根据样品尺寸计算样品的有效参数Le和Ae，在不同的行业中，计算方法往往不统一，这可能使测试结果缺乏可比性。 在SMTest软磁测量软件中，样品有效参数的计算依照行业标准SJ/T10281。下面以环形样品为例，讲述样品有效磁路长度Le和有效截面积Ae的计算方法。 第一种情况：指定叠片系数Sx，指定样品的外径A、内径B和高度C。 根据SJ/T10281标准，先计算样品的磁芯常数C1和C2，然后根据磁芯常数计算Le和 Ae，这是严格按照标准执行的计算方法。
第二种情况：指定材料密度De和样品质量W，指定样品的外径A、内径B和高度C。 根据SJ/T10281标准，先计算样品的磁芯常数C1和C2，然后根据磁芯常数计算Le和 Ae，并可推算叠片系数Sx，这是另外一种计算方法，与标准有点差别，但计算结果与标准比较接近。 第三种情况：指定材料密度De和样品质量W，指定样品的外径A和内径B，不指定样品的高度。 不按SJ/T10281标准求磁芯常数，而是按平常的数学公式来求Le和Ae。这种计算方法与标准相差较大，只有环形样品才有这种计算方法。
高频变压器参数计算 2009-08-28 11:26 一．电磁学计算公式推导： 1．磁通量与磁通密度相关公式： Ф = B * S⑴ Ф ----- 磁通(韦伯) B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面积(平方米) B = H * μ⑵ μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲) H ----- 磁场强度(伏特每米) H = I*N / l⑶ I ----- 电流强度(安培) N ----- 线圈匝数(圈T) l ----- 磁路长路(米) 2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式： EL =⊿Ф / ⊿t * N⑷ EL = ⊿i / ⊿t * L⑸ ⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯) ⊿i ----- 电流变化量(安培) ⊿t ----- 时间变化量(秒) N ----- 线圈匝数(圈T) L ------- 电感的电感量(亨) 由上面两个公式可以推出下面的公式： ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得： N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S )⑹ 且由⑸式直接变形可得： ⊿i = EL * ⊿t / L⑺ 联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2⑻ 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素) 3．电感中能量与电流的关系： QL = 1/2 * I2 * L⑼ QL -------- 电感中储存的能量(焦耳) I -------- 电感中的电流(安培) L ------- 电感的电感量(亨) 4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数
摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1
变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
设计变压器的基本公式 为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T） Bm=(Up×104)/KfNpSc 式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V） f——脉冲变压器工作频率（Hz) Np——变压器一次绕组匝数（匝） Sc——磁心有效截面积（cm2） K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。 变压器输出功率可由下式计算（单位：W） Po=1.16BmfjScSo×10－5 式中：j——导线电流密度（A/mm2） Sc——磁心的有效截面积（cm2) So——磁心的窗口面积（cm2） 3对功率变压器的要求 （1）漏感要小 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。 图9双极性功率变换器波形 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。 （2）避免瞬态饱和
一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。 （3）要考虑温度影响 开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。 （4）合理进行结构设计 从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑： 漏磁要小，减小绕组的漏感； 便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护； 便于散热。 4磁心材料的选择 软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。 软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。 在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。 开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：
变压器损耗 分为铁损和铜损,铁损又叫空载损耗,就是其固定损耗,实是铁芯所产生的损耗(也称铁芯损耗,而铜损也叫负荷损耗,1、变压器损耗计算公式 （１）有功损耗：ΔＰ＝Ｐ０＋ＫＴβ２ＰＫ-------（１） （２）无功损耗：ΔＱ＝Ｑ０＋ＫＴβ２ＱＫ-------（２） （３）综合功率损耗：ΔＰＺ＝ΔＰ＋ＫＱΔＱ----（３） Ｑ０≈Ｉ０％ＳＮ，ＱＫ≈ＵＫ％ＳＮ 式中：Ｑ０——空载无功损耗（ｋｖａｒ） Ｐ０——空载损耗（ｋＷ） ＰＫ——额定负载损耗（ｋＷ） ＳＮ——变压器额定容量（ｋＶＡ） Ｉ０％——变压器空载电流百分比。 ＵＫ％——短路电压百分比 β——平均负载系数 ＫＴ——负载波动损耗系数 ＱＫ——额定负载漏磁功率（ｋｖａｒ） ＫＱ——无功经济当量（ｋＷ／ｋｖａｒ） 上式计算时各参数的选择条件： （１）取ＫＴ＝１.０５； （２）对城市电网和工业企业电网的６ｋＶ～１０ｋＶ降压变压器取系统最小负荷时，其无功当量ＫＱ＝０．１ｋＷ／ｋｖａｒ； （３）变压器平均负载系数，对于农用变压器可取β＝２０％；对于工业企业，实行三班制，可取β＝７５％； （４）变压器运行小时数Ｔ＝８７６０ｈ，最大负载损耗小时数：ｔ＝５５００ｈ； （５）变压器空载损耗Ｐ０、额定负载损耗ＰＫ、Ｉ０％、ＵＫ％，见产品资料所示。 2、变压器损耗的特征 Ｐ０——空载损耗，主要是铁损，包括磁滞损耗和涡流损耗； 磁滞损耗与频率成正比；与最大磁通密度的磁滞系数的次方成正比。 涡流损耗与频率、最大磁通密度、矽钢片的厚度三者的积成正比。 ＰC——负载损耗，主要是负载电流通过绕组时在电阻上的损耗，一般称铜损。其大小随负载电流而变化，与负载电流的平方成正比；（并用标准线圈温度换算值来表示）。 负载损耗还受变压器温度的影响，同时负载电流引起的漏磁通会在绕组内产生涡流损耗，并在绕组外的金属部分产生杂散损耗。 变压器的全损耗ΔＰ=Ｐ０+ＰC 变压器的损耗比=ＰC/Ｐ０ 变压器的效率=ＰＺ/（ＰＺ+ΔＰ），以百分比表示；其中ＰＺ为变压器二次侧输出功率。一、变损电量的计算：变压器的损失电量有铁损和铜损两部分组成。铁损与运行时间有关，铜损与负荷大小有关。因此，应分别计算损失电量。 1、铁损电量的计算：不同型号和容量的铁损电量，计算公式是：
摘要：介绍了环形变压器的特性和优点，阐明了应用中要注意的事项，通过实例介绍了环形变压器的设计计算方法。 关键词：变压器；环形变压器；设计 1引言 环形变压器是电子变压器的一大类型，已广泛应用于家电设备和其它技术要求较高的电子设备中，它的主要用途是作为电源变压器和隔离变压器。环形变压器在国外已有完整的系列，广泛应用于计算机、医疗设备、电讯、仪器和灯光照明等方面。 我国近十年来环形变压器从无到有，迄今为止已形成相当大的生产规模，除满足国内需求外，还大量出口。国内主要用于家电的音响设备和自控设备以及石英灯照明等方面。 环形变压器由于有优良的性能价格比，有良好的输出特性和抗干扰能力，因而它是一种有竞争力的电子变压器，本文拟就它的特点作一介绍。 2环形变压器的特点 环形变压器的铁心是用优质冷轧硅钢片（片厚一般为0.35mm以下），无缝地卷制而成，这就使得它的铁心性能优于传统的叠片式铁心。环形变压器的线圈均匀地绕在铁心上，线圈产生的磁力线方向与铁心磁路几乎完全重合，与叠片式相比激磁能量和铁心损耗将减小25％，由此带来了下述一系列的优点。 1）电效率高铁心无气隙，叠装系数可高达95％以上，铁心磁导率可取～（叠片式铁心只能取～），电效率高达95％以上，空载电流只有叠片式的10％。 2）外形尺寸小，重量轻环形变压器比叠片式变压器重量可以减轻一半，只要保持铁心截面积相等，环形变压器容易改变铁心的长、宽、高比例，可以设计出符合要求的外形尺寸。 3）磁干扰较小环形变压器铁心没有气隙，绕组均匀地绕在环形的铁心上，这种结构导致了漏磁小，电磁辐射也小，无需另加屏蔽都可以用到高灵敏度的电子设备上，例如应用在低电平放大器和医疗设备上。 4）振动噪声较小铁心没有气隙能减少铁心感应振动的噪音，绕组均匀紧紧包住环形铁心，有效地减小磁致伸缩引起的“嗡嗡”声。 5）运行温度低由于铁损可以做到kg，铁损很小，铁心温升低，绕组在温度较低的铁心上散热情况良好，所以变压器温升低。 6）容易安装环形变压器只有中心一个安装螺杆，特别容易在电子设备中进行快速安装与拆卸。 3环形变压器的分类 根据国外文献介绍，环形变压器可分为标准型、经济型及隔离型等三类，各类的特点是 1）标准型电源变压器产品系列容量8～1500VA，有较小的电压调整率、满载运行温升仅为40℃，允许短时超载运行，适合于要求高的使用场合。 初次级绕组间采用B级（130℃）的聚酯薄膜绝缘，要求至少包三层绝缘
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5 层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该
变压器计算公式已知容量，求其各电压等级侧额定电流 口诀a ： 容量除以电压值，其商乘六除以十。 说明：适用于任何电压等级。 在日常工作中，有些只涉及一两种电压等级的变压器额定电流的计算。将以上口诀简化，则可推导出计算各电压等级侧额定电流的口诀： 容量系数相乘求。 已知变压器容量，速算其一、二次保护熔断体（俗称保险丝）的电流值。 口诀b ： 配变高压熔断体，容量电压相比求。 配变低压熔断体，容量乘9除以5。 说明： 正确选用熔断体对变压器的安全运行关系极大。当仅用熔断器作变压器高、低压侧保护时，熔体的正确选用更为重要。 这是电工经常碰到和要解决的问题。 已知三相电动机容量，求其额定电流 口诀（c）：容量除以千伏数，商乘系数点七六。 说明： （1）口诀适用于任何电压等级的三相电动机额定电流计算。由公式及口诀均可说明容量相同的电压等级不同的电动机的额定电流是不相同的，即电压千伏数不一样，去除以相同的容量，所得“商数”显然不相同，不相同的商数去乘相同的系数，所得的电流值也不相同。若把以上口诀叫做通用口诀，则可推导出计算220、380、660、电压等级电动机的额定电流专用计算口诀，用专用计算口诀计算某台三相电动机额定电流时，容量千瓦与电流安培关系直接倍数化， 省去了容量除以千伏数，商数再乘系数。 三相二百二电机，千瓦三点五安培。 常用三百八电机，一个千瓦两安培。 低压六百六电机，千瓦一点二安培。
高压三千伏电机，四个千瓦一安培。 高压六千伏电机，八个千瓦一安培。 （2）口诀c 使用时，容量单位为kW，电压单位为kV，电流单位为A，此点一定要注意。 （3）口诀c 中系数是考虑电动机功率因数和效率等计算而得的综合值。功率因数为，效率不，此两个数值比较适用于几十千瓦以上的电动机，对常用的10kW以下电动机则显得大些。这就得使用口诀c计算出的电动机额定电流与电动机铭牌上标注的数值有误差，此误差对10kW以下电动机按额定电流先开关、接触器、导线等影响很小。 （4）运用口诀计算技巧。用口诀计算常用380V电动机额定电流时，先用电动机配接电压数去除、商数2去乘容量（kW）数。若遇容量较大的6kV电动机，容量kW 数又恰是6kV数的倍数，则容量除以千伏数，商数乘以系数。 （5）误差。由口诀c 中系数是取电动机功率因数为、效率为而算得，这样计算不同功率因数、效率的电动机额定电流就存在误差。由口诀c 推导出的5个专用口诀，容量（kW）与电流（A）的倍数，则是各电压等级（kV）数除去系数的商。专用口诀简便易心算，但应注意其误差会增大。一般千瓦数较大的，算得的电流比铭牌上的略大些；而千瓦数较小的，算得的电流则比铭牌上的略小些。对此，在计算电流时，当电流达十多安或几十安时，则不必算到小数点以后。可以四舍而五不入，只取整数，这样既简单又不影响实用。对于较小的电流也只要算到一位小数即可。 *测知电流求容量 测知无铭牌电动机的空载电流，估算其额定容量 口诀： 无牌电机的容量，测得空载电流值， 乘十除以八求算，近靠等级千瓦数。 说明：口诀是对无铭牌的三相异步电动机，不知其容量千瓦数是多少，可按通过测量电动机空载电流值，估算电动机容量千瓦数的方法。 测知电力变压器二次侧电流，求算其所载负荷容量 口诀： 已知配变二次压，测得电流求千瓦。 电压等级四百伏，一安零点六千瓦。
反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定 了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。现在下一步就是求那个电流峰值，尖峰值是多少呢，这个我们自己还要设定一个参数，这个参数就是KRP，所谓KRP，就是指最大脉动电流和
24V电源变压器是低频变压器. 本文介绍的方法适合50Hz一千瓦以下普通交流变压器的设计. (1) 电源变压器的铁心 它一般采用硅钢片. 硅钢片越薄,功率损耗越小,效果越好.整个铁心是有许多硅钢片叠成的,每片之间要绝缘.买来的硅钢片, 表面有一层不导电的氧化膜, 有足够的绝缘能力.国产小功率变压器常用标准铁心片规格见后续文章. (2) 电源变压器的简易设计 设计一个 变压器,主要是根据电功率选择变压器铁心的截面积,计算初次级各线圈的圈数等.所谓铁心截面积Ｓ是指硅钢片中间舌的标准尺寸ａ和叠加起来的总厚度b的乘积.如果24V电源变压器的初级电压是U1,次级有n个组,各组电压分别是U21,U22,┅,U2n, 各组电流分别是I21,I22,┅,I2n,...计算步骤如下: 第一步,计算次级的功率P2.次级功率等于次级各组功率的和,也就是P2 =U21*I21+U22*I22+┅+U2n*I2n. 第二步, 计算变压器的功率P.算出P2后.考虑到变压器的效率是η,那么初级功率P1=P2/η,η一般在0.8～0.9之间.变压器的功率等于初,次级功率之和的一半,也就是P=(P1+P2)/2 第三步, 查铁心截面积Ｓ.根据变压器功率,由式(2.1)计算出铁心截面积S,并且从国产小功率变压器常用的标准铁心片规格表中选择铁心片规格和叠厚. 第四步, 确定每伏圈数N.根据铁心截面积S和铁心的磁通密度B,由式(2.2)得到初级线圈的每伏圈数N.铁心的B值可以这样选取: 质量优良的硅钢片,取11000高斯;一般硅钢片,取10000高斯;铁片,取7000高斯.考到导线电阻的压降, 次级线圈每伏圈数N'应该比N增加5%～10%,也就是N'在1.05N～1.1N之间选取. 第五步,初次级线圈的计算.初级线圈N1=N*U1.次级线圈N21=N'*U21,N22=N'*U22 ┅,N2 =N'*U2n. 第六步, 查导线直径.根据各线圈的电流大小和选定的电流密度,由式(2.3)可以得到各组线圈的导线直径.一般24V电源变压器的电流密度可以选用3安/毫米2 第七步, 校核. 根据计算结果,算出线圈每层圈数和层数,再算出线圈的大小,看看窗口是否放得下.如果放不下,可以加大一号铁心,如果太空,可以减小一号铁心.采用国家标准GEI铁心,而且舌宽ａ和叠厚ｂ的比在1:1～1:1.7之间, 线圈是放得下的.各参数的计算公式如下: ln(S)=0.498*ln(P)+0.22 ┅(2.1) ln(N)=-0.494*ln(P)-0.317*ln(B)+6.439┅(2.2) ln(D)=0.503*ln(I)-0.221┅(2.3) 变量说明: P: 变压器的功率. 单位: 瓦(W) B: 硅钢片的工作磁通密度. 单位: 高斯(Gs) S: 铁心的截面积. 单位: 平方厘米(cm2） N: 线圈的每伏圈数. 单位: 圈每伏(N/V) I: 使用电流. 单位: 安(A) D: 导线直径. 单位: 毫米(mm) (二)GEI铁心规格
开关电源变压器设计 开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒ 变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N 工频变压器与高频变压器的比较﹕ 工频 高频 E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZ E ＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕ η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm ) 功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小
开关变压器主要工作方式 一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.反馈方式: 自反馈; 它反馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD 一.隔离方式: 二.
开关变压器主要设计参数 静态测试参数: R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.……… 动态测试参数: Vi. Io. V o. Ta. U. F D max…………. 材料选择参数 CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs……. WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT…….. BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)………. TAPE: ℃. δh. HI-POT…….. 制程设置要求 P N…(SOL.SPC).PN//PN.PN-PN. S N(SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V℃……..
高频变压器参数计算 一．电磁学计算公式推导： 1．磁通量与磁通密度相关公式： Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韦伯) B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面积(平方米) B = H * μ ⑵ μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲) H ----- 磁场强度(伏特每米) H = I*N / l ⑶ I ----- 电流强度(安培) N ----- 线圈匝数(圈T) l ----- 磁路长路(米) 2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式： E L =⊿Ф / ⊿t * N ⑷ E L = ⊿i / ⊿t * L ⑸ ⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯) ⊿i ----- 电流变化量(安培) ⊿t ----- 时间变化量(秒) N ----- 线圈匝数(圈T) L ------- 电感的电感量(亨) 由上面两个公式可以推出下面的公式： ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得： N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹ 且由⑸式直接变形可得： ⊿i = E L * ⊿t / L ⑺ 联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2 ⑻ 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素) 3．电感中能量与电流的关系： Q L = 1/2 * I2 * L ⑼ Q L -------- 电感中储存的能量(焦耳) I -------- 电感中的电流(安培) L ------- 电感的电感量(亨) 4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式： N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D)) ⑽ N1-------- 初级线圈的匝数(圈) E1-------- 初级输入电压(伏特) N2-------- 次级电感的匝数(圈) E2-------- 次级输出电压(伏特)
初中生就会的变压器的主要计算公式： 第一步：变压器的功率= 输出电压* 输出电流（如果有多组就每组功率相加） 得到的结果要除以变压器的效率，否则输出功率不 足。100W以下除0.75，100W-300W除0.9，300W 以上除0.95.事实上变压器的骨架不一定很合适计 算结果，所以这只是要设计变压器的功率，比如一 个变压器它的输入220V,输出是12V 8A，那么它的 需要的功率是12*8/0.75=128W，后面的例子以此参 数为例（市售的产品一般不会取理论上的值，因为 它们考虑的更多是成本，所以它们选的功率不会大 这么多） 第二步：决定需要的铁芯面积；需要的铁芯面积=1.25变压器的功率.单位为平方厘米。上例的铁芯面 积是1.25*128=14.142=14.2平方厘米 第三步：选择骨架，铁芯面积就是铁芯的长除以3（得到的数就是舌宽，就是中间那片的宽度），再乘以铁芯要 叠的厚度，如上例它应该选择86*50或86*53的骨 架，从成本考虑选86*50，它的面积是 8.6/3*5=14.333，由于五金件的误差，真实的面积大 约是14.0。这个才是真实的铁芯面积 第四步：计算每V电压需要的匝数，公式：
100000000÷4.44*电源频率*铁芯面积*铁芯最大磁感应强度 当电源电压为50Hz时（中国大陆），代入以上公式，得到以下公式; 450000÷铁芯面积*铁芯最大磁感应强度 铁芯最大磁感应强度一般取10000—14000（高斯）之 间，质量好的取14000-12000，一般的取 10000-12000，个人一般取中间12000，这个取值直 接影响到匝数，取值大了变压器损耗也大，小了线 又要多，就要在成本和损耗中折中选择 以上例: 450000÷14.0*12000=2.678=2.7 初极220V即220*2.7=594匝，次级12V即 12*2.7=32.4匝。由于次级需有损耗，所以需要增 加损耗1.05—1.03（线小补多些，线大补少些）。 即32.4*1.04=33.7=34匝。这样空载电压会稍高， 但是负载会降到正常电压。 第五步;选择线径，线径很多电工书里都会有一个表注明是 4.5A或2.5A的电流密度时电线可以通过的电流，
开关电源变压器设计 1.前言 2.变压器设计原则 3.系统输入规格 4.变压器设计步骤 4.1 选择开关管和输出整流二极管 4.2 计算变压器匝比 4.3确定最低输入电压和最大占空比 4.4反激变换器的工作过程分析 4.5计算初级临界电流均值和峰值 4.6计算变压器初级电感量 4.7 选择变压器磁芯 4.8 计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度 4.9 满载时峰值电流 4.10 最大工作磁芯密度Bmax 4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值 4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率 4.13 计算绕组的铜损 4.14 变压器绕线结构及工艺 5. 实例设计—12W Flyback 变压器设计 / 、八— 1.前言 ?反激变换器优点： 电路结构简单 成本低廉 容易得到多路输出 应用广泛，比较适合100W 以下的小功率电源 ?设计难点变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式 2.变压器设计原则( CCM ) ( DCM )
?温升 安规对变压器温升有严格的规定。 Class A 的绝对温度不超过 90°C ； Class B 不能超过110°C 。因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。 ? 成本 开关电源设计中， 成本是主要的考虑因素， 而变压器又是电源系统的重要组成部分， 因此如何将变 压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。 3. 系统输入规格 输入电压： Vacmin~ Vacmax 输入频率： f L 输出电压： V o 输出电流： I o 工作 频率： f S 输出功率： P o 预估效率：n 最大温升：40 °C 4.0 变压器设计步骤 4.1 选择开关管和输出整流二极管 开关管 MOSFET: 耐压值为 V mos 输出二极管 :肖特基二极管 最大反向电压 V D 正向导通压降为 V F 4.2 计算变压器匝比 考虑开关器件电压应力的余量 (Typ.=20%) 开关 ON : 0.8 ? V D > V in max / N + V 。 开关 OFF ： 0.8 ? V MOS > N ? ( V o + V F )+ V in max 匝比 max N min < N < N
开关电源变压器设计 1. 前言 2. 变压器设计原则 3. 系统输入规格 4. 变压器设计步骤 4.1选择开关管和输出整流二极管 4.2计算变压器匝比 4.3确定最低输入电压和最大占空比 4.4反激变换器的工作过程分析 4.5计算初级临界电流均值和峰值 4.6计算变压器初级电感量 4.7选择变压器磁芯 4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度 4.9满载时峰值电流 4.10 最大工作磁芯密度Bmax 4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值 4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率 4.13 计算绕组的铜损 4.14 变压器绕线结构及工艺 5. 实例设计—12W Flyback变压器设计 1. 前言 ◆反激变换器优点： 电路结构简单 成本低廉 容易得到多路输出 应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源 ◆设计难点 变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化 低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式( CCM ) 高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式( DCM ) 2. 变压器设计原则
◆温升 安规对变压器温升有严格的规定。Class A的绝对温度不超过90°C； Class B不能超过110°C。因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。 ◆成本 开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。 3. 系统输入规格 输入电压：Vacmin~ Vacmax 输入频率：f L 输出电压：V o 输出电流：I o 工作频率：f S 输出功率：P o 预估效率：η 最大温升：40℃ 4.0变压器设计步骤 4.1选择开关管和输出整流二极管 开关管MOSFET:耐压值为V mos 输出二极管:肖特基二极管 最大反向电压V D 正向导通压降为V F 4.2计算变压器匝比 考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%) 开关ON ：0.8·V D > V in max / N + V o 开关OFF ：0.8·V MOS > N·( V o+ V F) + V in max 匝比：N min < N < N max
下面我们以输出功率为5瓦以下的开关电源为例，讲解一下开关电源变压器的设计。 1 电气要求： 1.输入电压：AC 90-264V/50-60HZ 2.输出电压：5±0.2 V 3.输出电流：1A 2 设计流程介绍： 2.1 线路图如下： 说明： W1，W3是做屏蔽用的，对EMI有作用； Np是初级线圈(主线圈)； Nb是辅助线圈； Ns次级线圈（二次侧圈数）。 2.2 变压器计算: 2.2.1 变压器的参数说明: 依据变压器计算公式 ?B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) ?Lp = 一次侧电感值(uH) ?Ip = 一次侧峰值电流(A) ?Np = 一次侧(主线圈)圈数 ?Ae = 铁心截面积(cm2) ?B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以浙江东磁公司的DMR40为例，100℃时的B(m ax)为4000 Gauss，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3600 Gauss之间，若所设计的p ower为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的
尺寸越大，Ae越高，所以可以做较大瓦数的Power。 2.2.2 决定占空比: 由以下公式可决定占空比，占空比的设计一般以50%为基准，占空比若超过50%易导致振荡的发生。 ?NS = 二次侧圈数 ?NP = 一次侧圈数 ?Vo = 输出电压 ?VD= 二极管顺向电压 ?Vin(min) = 滤波电容上的最小电压值 ? D =占空比 2.2.3 决定Pout，Ip，Lp，Nps，Np，Ns值: Pout=V2 x Iout x 120% V2=Vout + Vd + Vt 因为I1p是峰峰值，如下图： 所以 Lp= 简化后 Lp= Nps=
逆变电源系统变压器设计相关参数 一、 逆变电源系统输入、输出以及相关变压器参数 （1） 蓄电池直流输入电压要求 蓄电池的正常电压输入为：V U nDC i 24= 蓄电池的最低电压输入为：V U inDC 21min = 蓄电池的最高电压输入为：V U inDC 27max = （2） 逆变电源系统变压器副边绕组输出电压要求 逆变电源系统变压器副边绕组输出电压：V U oDC 380= （3） 逆变电源系统变压器其他参数 全桥逆变电路开关管工作频率：kHz f k 50= 变压器输出功率：VA P o 500= 效率：%90=e 二、 逆变电源系统变压器设计方法 输出直流电压： V U N N U oAC p s inDC 3112=?≥，p N 为DC/DC 全桥升压变压器原边绕组匝数，s N 为DC/DC 全桥升压变压器副边绕组匝数， AC o U 为正弦输出电压有效值220V 。设定V N N U p s DC in 380=，考虑全桥电路每个桥臂上的开关管导通压降为1V ，输出的 肖特基整流管的导通压降为0.5V ，则有公式T T N N U U on p s inDC oDC 2]5.0)2[(-? -=。 当 inDC U 最小，on T 最大时，变压器副边绕组的输出电压oDC U 必须保持恒定。设定本逆变电源系统功率的传递效率为9.0=e ，所以9.02=T T on ，从而计算出22≈p s N N 。 根据公式K f B e C P A A k o b e ?????=max 8 410，kHz f k 50=，9.0=e ，3.0=K ， Amp cm C /1007.523-?=，因为全桥电路的功率管开关频率kHz f k 50=，所以