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摘要 (2)
ABSTRACT (3)
第一章 BRICK DC/DC变流器概述 (4)
第一节B RICK DC/DC 变流器的主要应用和发展趋势 (4)
第二节B RICK DC/DC 变流器的典型拓扑的初步比较 (7)
第三节本论文的主要研究内容及意义 (12)
第二章有源钳位正激电路的电路原理分析 (16)
第一节主电路工作原理分析 (16)
第二节主电路的计算 (25)
第三节关于软开关问题的讨论 (28)
第三章有源箝位正激电路的小信号模型 (36)
第一节有源箝位正激电路的小信号建模 (36)
第二节有源箝位正激电路的控制原理分析和控制环设计 (44)
第三节有源箝位正激电路瞬态响应下的大信号模型分析 (56)
第四节有源箝位正激电路的箝位电路设计 (62)
第四章有源箝位正激电路的设计 (66)
第一节主电路元件参数设计 (66)
第二节电路损耗的详细分析 (76)
第五章实验结果 (82)
第一节电路实验分析 (82)
第二节对于有源箝位正激电路在B RICK DC/DC中运用的评价 (85)
第六章总结与展望 (86)
硕士期间发表的论文： (87)
致谢 (88)
摘要
本论文针对目前应用范围广泛的Brick DC/DC这种小功率电源市场，分析了其中常用的DC/DC拓扑结构，并针对性的集中分析了一种有代表性的应用拓扑——有源箝位正激（Active Clamp Forward）DC/DC变换电路。该拓扑的复位电压可以自动调节，可以提供大于50%的占空比，因而非常适合Brick DC/DC的宽范围要求。同时变压器上是完整的方波，可以给同步整流提供简单有效的自驱动方案。
本论文给出了该拓扑详细的电路工作原理分析、设计表达式和详细的损耗估算方案；并且对于电路的小信号进行了建模，从而对该电路的稳态控制环设计和电路的瞬态响应进行了详细分析。最后，一台12V、30A、140kHz电路样机验证了该拓扑的良好性能。
关键词：有源箝位正激变流器DC/DC变流器
Abstract
The dissertation analyzed several topologies, which are commonly used in the Brick DC/DC converters. And it mainly focuses on analyzing the active clamp forward converter.
The active clamp forward is a very suitable topology for Brick DC/DC. This topology has many advantages such as following:
Duty cycles beyond 50% max are obtainable, which is very suitable for wide input range situation just like Brick DC/DC.
It can provide complete square wave in the transformer, which can provide a simple self-driving method for synchronous rectifier.
Detail operation principle, design equations and loss estimation for such a topology are presented. And the small signal model of this topology is presented in this paper too. The large-signal transient of this topology is also analyzed.
The experiment results, obtained from a 12V30A-140kHz prototype, valifie the theoretical analysis of this topology.
Key words: Active Clamp Forward DC/DC converter
第一章 Brick DC/DC 变流器概述
本章首先概述了Brick DC/DC 的主要应用场合及其特点以及今后的发展趋势。其次，文中列举出了目前市场上常用的几种Brick DC/DC 变流器的典型拓扑，并对他们进行了初步分析比较。最后，阐述了本论文的主要研究内容——针对有源箝位正激电路在Brick DC/DC 中运用所体现出来的性能进行全面的评估。
第一节 Brick DC/DC 变流器的主要应用和发展趋势
1 分布式电源系统架构（DPA ）的兴起
自从70年代，开关电源的研究、开发和生产开始兴起以来，现在开关电源已在各种形式的电气产品中得到广泛的使用，并正以惊人的速度发展。其中DC/DC 电源模块作为电源系统的主要部件，具有使用灵活、替代方便、便于扩展、开发周期短等特点，很适合现代电子产品的主要需求；其应用也越来越广泛，主要配套于通信产品、计算机产品、家用电子产品和其他行业的电源变换产品中。
随着芯片集成技术的发展，通信产品和计算机产品向小型化，智能化发展，人们对DC/DC 电源系统的要求也越来越苛刻。电子设备系统要求电源产品能满足高功率密度、低压大电流、高动态性能以及输出电压种类多元化等需要。在DC/DC 电源模块技术不断突破的同时，作为设计电源系统时需要最先考虑的问题——电源系统架构也在发生深刻的变化。
过去的电源系统架构常用的是集中式电源架构。
集中式电源架构是由一个集中的电源变流器产生所需的各种电源等级的输出电压。但随着系统要求的电压越来越低，电压等级越来越多，电流越来越大，集中供电方式的弊端日益显现。正是在这样的背景下，分布式电源架构（DPA ）孕育而生[1]。
分布式电源架构（DPA ）电源系统，采用48V 的电压直流总线，将能量的处理分成两级。第一级的变流器将输入的交流电压转换成为中间的48V 直流母线电压，通过该直流母线将电能传递到负载侧；再通过设计在负载侧的独立隔离的负载变流器（DC/DC 模块）将48V 直流母线电压转换成为负载所需要的电压，分别给各负载供电（如图1.1所示）。分布式电源架构具有电源效率高、输出电压调整率高、输出噪声小、动态响应快等优点，目前已经被广泛应用在通信电源、PC 电源、机顶盒、服务器等领域的电源系统当中。
图 1.1 分布式电源模块示意图
AC/DC 变流器 48V 直流总线负载变流器负载1
负载变流器VRM
2 Brick DC/DC的规格和特点
目前市场上该类设计在负载侧的独立隔离的负载变流器（DC/DC模块）统称为Brick DC/DC。作为工业界一种通用模块电源，Brick DC/DC具有广阔的市场前景，已经广泛地应用到了通信、网络、计算机等设备的供电系统中。[3]世界上各大电源公司均推出了各自的Brick DC/DC产品。Brick DC/DC从最早的全砖到1/2砖，又发展到1/4砖，直到目前主流的1/8砖，体积越来越小，功率密度越来越大。输出电压规格也从12V到5V、3.3V、2.5V、1.8V、1.5V不等。表1.1所示的是目前业界较高水平的Brick DC/DC的功率等级。
表1.1 各规格brick DC/DC的功率等级
Full brick Half brick Quarter brick one-eighth brick
500W 200W 100W 50W
作为目前的通用模块电源，Brick DC/DC有着自己特定的规格和要求特点。首先，就输入电压而言，典型的48V Brick DC/DC的输入电压变化范围是：36V~75V，属于低电压输入的变流器，对软开关的依赖性不强，但其输入电压变化范围很宽，因此在拓扑选择上要考虑到宽变化范围的适应性。其次由于输出电压非常低，采用同步整流是必然的趋势，因此在选择拓扑时还应考虑同步整流实现的难易程度和同步整流的效率问题。
综上所述，Brick DC/DC的基本特点及由此对拓扑选择的要求可以概括为：
1）低压输入——对软开关的依赖性不强
2）低压大电流输出——同步整流技术
3）高功率密度——结构简单效率高
4）输入电压变化范围宽——宽范围适应性
3 Brick DC/DC的发展趋势
随着这十几年以来功率器件，各种功率变流器拓扑及其控制技术的渐渐趋于成熟，电力电子模块化，标准化和电力电子系统集成已经成为可能。与自动化领域的大系统集成和机械制造领域的CIMS系统集成一样，电力电子模块化，标准化和电力电子系统集成是本世纪电力电子技术发展的必由之路[4-11]。
因此，Brick DC/DC最终必将发展成为电力电子系统集成中间的一个电力电子集成标准模块。
作为电力电子系统集成的系统的基本构成单元，电力电子集成标准模块是一个高度集成的、能完成特定功能的、标准的电能处理单位。一个典型的集成的电力电子标准模块如图1.2所示。除了半导体器件以外，还包括了门极驱动、电平转换、标准化的通讯接口、传感、保护电路以及无源元件等，它具有一个完全的系统功能。
这种电力电子标准模块具有一些基本特征，如通用性、可扩充性（功能、模块本身）等。所谓通用性，是指电力电子标准模块可以适应广泛的应用场合，为数不多的电力电子标准模块通过软件设置可以适应大部分的应用场合。可扩充性包括两方面的含义，一个是标准模块的系统功能可以扩充，另一个是模块内部功能可以扩充，就是说，标准模块可以通过附加的标准的其他功能部件，实现其他的功能以更好的适应特定的应用场合，比如，实现拓扑的变化。
要实现这样的电力电子标准模块，需要在有源器件集成[12-13]、无源器件集成技术[14-17]、封装技术[18-29]、热设计[30-32]、控制策略[33-35]和EMC[36]等方面开展广泛的研究工作。但首先
第一步便是确定标准模块的电路拓扑结构。跟踪国际先进水平，从目前存在的大量拓扑中，针对Brick DC/DC 变流器的电路特点，分别筛选出相适应的最优拓扑，是标准拓扑实现的基础，在理论和实用中都有十分积极的意义。
标准电力电子模块
图1.2电力电子标准模块框图[4]
第二节 Brick DC/DC 变流器的典型拓扑的初步比较以下是在Brick DC/DC 变流器中常用的几种拓扑结构[2]：
1 有源箝位型正激变流器
有源箝位型正激变流器[37]，如图1.3所示，原边有一个主开关S和一个辅助开关Sa，但是Sa需要高边驱动，或是使用P沟道MOSFET。这两者都会增加变流器的成本。由于它的复位电压可以自动调节，所以占空比可以大于50%，非常适合Brick DC/DC的宽范围要求。由于变压器上是完整的方波，所以同步整流可以采用简单有效的自驱动方案。但是复位电压由电容Cc提供，所以该电路在动态上会略显不足。通常将Cc设计得比较小来取得较好的动态性能，但是代价是S的电压应力会增加，同步整流的驱动波形会变差，因此还是要折衷设计。另外，为了提高磁芯和绕组的利用率，可以将TR和L设计成磁集成的方案。
图1.3 有源箝位型正激变流器
在该正激有源箝位拓扑上面衍生出来的还有下面的正反激变流器。
图1.4 正反激变流器
图1.4所示的是正反激变流器[38]。该变流器原边与有源箝位型正激变流器类似，但是变压器与反激变流器类似需要加气隙。副边原本应该是零式整流的接法，分别作为正激和反激
的绕组。但是用于低压大电流场合可以接成倍流整流的结构，如图中所示。同样L1和L2也可以使用一个磁芯。该变流器副边虽然和对称半桥类似，但是它的同步整流可以直接采用自驱动，这点又类似有源箝位型正激变流器。另外，它优于有源箝位型正激变流器的地方还在于：它的滤波电感的压力比有源箝位型正激变流器小得多，特别在占空比等于50％时是零纹波电流输出。
2 谐振复位型正激变流器
图1.5所示的是谐振复位型正激变流器。该变流器原边结构非常简单，只有一个主开关，无需辅助管和高边驱动。其复位电压是一个正弦半波，并且变压器上电压有一段死区。若直接采用自驱动，同步整流的效率不高。图1.5所示的谐振复位型正激变流器是采用电荷自维持方式的自驱动方案[39, 40]。该方案已经比较成熟，并且具体的实现电路也不止一种，这里只给出了一种相对简单有效的结构。此外，该电路的另外一个缺点是C上的电压在S开通时直接短路而消耗掉，从而影响整机的效率。另外，该电路主开关的电压应力也比有源箝位型正激变流器要高。该拓扑适合于Brick DC/DC中较低功率等级的场合，例如1/8 Brick。
图1.5 谐振复位型正激变流器
3 对称半桥变流器
图1.6所示的是对称半桥变流器，也比较适合用于Brick DC/DC。其原边有两个主开关，也需要高边驱动，从成本上讲是比较高的。由于是应用于低压大电流的场合，所以副边可以配合倍流整流技术减小变压器绕组的损耗。其变压器上电压是不完整的方波，若直接采用自驱动，同步整流的效率不高。图1.6中采用的是附加绕组驱动方案[41]，使得SR1和SR2得到充分的利用。该变流器的最大优点是：在（1-D）T时期两个同步整流管可以一起续流，大大提高了同步整流的效率。该变流器的占空比只能工作于0%~50%，因此在宽范围的适应性上不如前两种电路。采用倍流技术的对称半桥变流器也可以采用磁集成方案，在平面变压器上L1和L2的集成技术已经比较成熟。
图1.6 对称半桥变流器
4 推挽变流器
图1.7所示的是推挽变流器，今年来该拓扑的一些改进型常常被提出用在隔离型VRM 当中。该拓扑原边虽然有两个主开关，但是为共地配置，相比半桥变流器而言，可以免去高边驱动，从而降低成本。在低压大电流的场合，副边同样可以配合倍流整流技术来减小变压器绕组的损耗。和半桥变流器一样，变压器上电压是不完整的方波，若直接采用自驱动，同步整流的效率不高。可采用的是附加绕组驱动方案，使得SR1和SR2得到充分的利用。同半桥变流器一样该变流器的占空比只能工作于0%~50%，因此在宽范围的适应性上不如1，2两种电路。相比于半桥变流器而言，该变流器的原边电流小，但是付出的代价是原边管子的反向电压升高。而且，由于变流器的原边绕组多，在平面变压器等的磁集成上面将会带来一定的困难。
图1.7 推挽变流器
5 有源箝位隔离型升降压变流器
隔离型升降压变流器从宽范围的适应性来说是最合适的。因为升降压电路的输入输出电压关系满足D/(1-D)的关系，在宽范围适应性上要优于D、1/(1-D)、D(1-D)等几种关系的。而上述的正激和对称半桥结构的变流器都属于降压型变流器，输入输出是D的关系。反激变流器是一种典型的隔离型升降压变流器，如图1.8(a)所示，其输出用了二级滤波。而图1.8(b)是另一种隔离型升降压电路——隔离型Zeta电路。这两种电路在元器件的选用和电路性能上是十分类似的。和有源箝位型正激变流器相比，隔离型升降压变流器副边由一个电容代替了其中一个同步整流开关。这样从结构上讲隔离型升降压变流器比有源箝位型正激变流器要简单。虽然隔离型升降压变流器有以上优点，但是目前还没有简单有效的同步整流驱动方案。
因此这类拓扑还有待于发展同步整流技术，这样才能更加适用于Brick DC/DC。
（a）反激变流器 （b） 隔离型Zeta变流器
图1.8 有源箝位隔离型升降压变流器
6 两级变流器
对于Brick DC/DC来说，损耗最大的部分是同步整流的损耗。而宽的输入范围对同步整流的效率极其不利。同步整流管的电压电流应力以及驱动电压的变化范围都会随输入电压变化范围的增大而增大。所以两级变流器也是一个可以选择的方案，通常其效率会比一级变流器高。其思路是利用第一级非隔离变流器去承受宽输入电压范围的压力，从而第二级可以设计成定点的变流器，因此同步整流的效率可以做得非常高。图1.9是一个典型的两级变流器的结构[42]。第一级是Buck电路，第二级是正激电路。两级变流器虽然性能上比单级变流器好，但是结构上比较复杂，成本上比较高。
图1.9 两级变流器
7 以上各种方案的初步比较
上面讨论了六种适用于Brick DC/DC的变流器以及各自的配套技术。下面将这六种变流器性能比较列于表1.2。其中每项指标对于Brick DC/DC的适用性从好到差的排序分别用☆☆、☆、△、△△表示。可以看到有源箝位型正激变流器、对称半桥变流器没有△△项。也就是说，这两种变流器用于Brick DC/DC时技术瓶颈较少，是目前最适合的拓扑。
表1.2 六种变流器性能比较
原边复杂程度 S.R.复杂程度原边效率S.R.效率动态 宽范围适应性 有源箝位 ☆ ☆☆ ☆ △ △ ☆
谐振复位 ☆☆ △ △△ △ ☆ ☆
对称半桥 △ △ ☆ ☆ △ △ 推挽 ☆ △ △△ △ △ △
升降压 ☆☆ △△ △ ☆ ☆ ☆☆ 两级 △△ ☆☆ ☆☆ ☆☆ ☆ ☆☆
8 LLC谐振型DC/DC开关变流器
这两年以来，随着对电源小型化和高功率密度化的要求的进一步提高，谐振型DC/DC 变流器越来越体现出它在小功率变流器当中的优势。由于谐振型的变流器有助于在更高的频率下工作而开关损耗较小，为此电路的工作频率可以上兆赫兹，这十分有助于电路的高频小型化，提高电路的功率密度。但是谐振型的变流器相比于PWM型变流器而言，电路主开关的电压和电流应力都将会升高。同时，谐振型变流器的变频特性也增加了电路的稳态分析的复杂性。对于小功率的低压大电流DC/DC变流器而言，谐振型开关变流器最急需解决的问题是电路的同步整流方案。
第三节本论文的主要研究内容及意义
要在上面这些电力电子拓扑中进行比较和优选，从而萃取出具有典型代表意义的电力电子功率变换拓扑，必须在一定的条件下进行，否则所作的比较是没有意义的。因此，首先必须对所有的应用系统进行调查、划分和归类，确定基本的电气指标，如输入输出电压等级，输入电压范围，输出电压范围，输出功率等级等，定义为若干标准的应用系列。然后，对各种拓扑在一定的应用条件下，定义一整套用来衡量拓扑性能的指标，根据一定的权数来综合评定拓扑的优劣。这些指标应包括：
各种拓扑在损耗、效率、谐波污染方面的比较；
拓扑和控制的复杂程度及成本；
网侧输入特性与拓扑的适应性；
各种负载特性与拓扑的适应性；
各种拓扑的开关频率适应性；
各种拓扑的可靠性；
各种拓扑的串、并联、级联拓展潜力；
各种拓扑的适应功率范围（涉及到电力电子器件的类型）；
各种拓扑下开关器件电应力方面的比较；
拓扑的可集成性，包括有源和无源器件。
本论文研究的正是基于以上的标准，对于有源箝位正激电路这么一个拓扑在brick DC/DC变流器这个场合下运用时，所体现出来的性能进行全面的评估。其结果和研究的方法可以作为其他拓扑性能评判的一个参考，是初步研究和探讨关于电力电子系统集成中关于该总线下的小功率DC/DC标准化拓扑的优选问题的有意的尝试。为将来能进一步研究分析，从而筛选出一种优选的典型拓扑作为小功率电力电子标准模块的候选拓扑打下坚实的基础。
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第二章 有源钳位正激电路的电路原理分析
虽然许多文献都对于有源箝位正激电路的工作原理进行过分析，但都不是很全面，为了方便对该电路的性能进行全面的分析，本章节首先给出了最为详细的有源箝位正激DC/DC 电路的工作原理，并给出了电路设计的计算表达式，在理论计算的基础上，该节还分析了电路具有的特性。其次，针对如何获得电路软开关特性，本节也给出了详细的设计指导和方案评估。最后，对有源箝位正激电路的同步整流技术，文中还进行了详细的分析，给出了两个有用的驱动方案。
第一节 主电路工作原理分析
1 主电路的基本电路结构
有源箝位电路通常由有源器件（或称箝位开关）和箝位电容串联而成，并联在主管或变压器原边绕组两端。在主功率开关管关断期间，由箝位电容将主开关管两端电压箝位在一定数值水平上，基本保持不变，使主开关管避免承受过高的电压。
在正激变流器中采用有源箝位技术，即有源箝位正激电路，还可以实现变压器磁芯磁通的自动复位，无需另加复位措施；并可使激磁电流沿正反方向流通，使磁芯可以在磁化曲线的第一和第三象限运行，提高了磁芯的利用率。同时该复位技术和其他复位方式相比，该电路还具有如下两个优点：
由于它的复位电压可以自动调节，所以占空比可以大于50%，非常适合Brick
DC/DC 的宽范围要求。
正激有源箝位电路变压器上是完整的方波，能很自然的给副边两个同步整流管提供
简单有效的自驱动的方案。
图2.1所示电路为考虑到变压器以及开关管寄生参数后的有源箝位正激变流器的等效电路拓扑。由于在Brick DC/DC 变流器中，变压器副边常常采用同步整流技术，所以，这里就直接分析这种带自驱动同步整流方案的有源箝位正激电路。图中L m 为变压器激磁电感，Lr 为变压器的漏电感，N= N p : N s 为变压器的变比。
图2.1有源箝位正激电路的等效电路拓扑
L V O
L
在图2.1所示的电路中，Q 1为主开关管，Q 2为箝位开关管，C c 为箝位电容。由后面的计算可得出C c 上的箝位电压为V c ＝V in /(1-D)，这个表达式与升压式（Boost ）变流器的输出电压表达式一样，故称之为升压式箝位电路。
此外图中的C OSS = C OSSQ1+C OSSQ2+ C T ，其中的C OSSQ1和C OSSQ2分别表示为开关管Q 1，Q 2的DS 端寄生电容，而C T 表示变压器的寄生电容。C OSSf = C OSSQf +C iSSQr ， C OSSr = C OSSQr +C iSSQf 。其中的C OSSQr ，C OSSQf 分别表示为开关管Q R ，Q F 的DS 端寄生电容，C iSSQr ，C iSSQf 分别表示为开关管Q R ，Q F 的GS 端寄生电容。
2 电路基本工作过程的详细分析[1][2]
下面的讨论是在电路硬开关的工作条件下进行的：
图2.1所示的电路拓扑在一个开关周期中可分成八个时间段描述。图2.2为一个开关周期中电路各个主要电量的工作波形。考虑到电容C c 足够大，因此在一个开关周期中可以用一个恒压源V c 来等效代替。其中：
)1D V V in c ?= （2.1）
同时，为了简化下面的分析，将对每一时间段分别描述，即将每一时间段的初始时刻t i 都定义为0时刻。
工作阶段1 [T0~T1]：
t ＝T0时，箝位开关管Q2关断。 该阶段中，漏感和激磁电感（L r ＋L m ）同C oss 一起谐振，C oss 上的电压谐振下降，在这一段时间有： ???
?????=+=c in Lm r m Lm c oss v V dt di L L i dt dv C )( （2.2） 初始条件为：???==C c
Lm Lm V v I i )0()0(8 解方程组（2.2）并代入初始条件可得： ??
???+??=+??=)cos()()sin()(0000000βωβωt Z A t i t A V t v Lm in c （2.3） 其中：oss
r m C L L ?+=)(10ω为谐振角频率，oss r m C L L Z )(0+=为谐振电路特征阻抗，8
010tan Lm in c I Z V V ??=?β，()202820Z I V V A Lm in c ?+?=。 直到T1时刻，C oss 上的电压等于V in ，工作阶段结束。将in c V T v =)(1代入式（2.3）可
V O
得到这一段时间的长度t 0=T 1-T 0以及T 1时刻下激磁电流i Lm1= i Lm (T 1)的大小。其中，C oss 为C ossp 和副边寄生电容C ossr 在原边的等效电容C ossr /N 2之和。
该过程，整流管Q F 上面的门极电压V gs 不断减少，当V gs <2v 时，Q F 关断，电流改从体内二极管D F 流过。所以，关断时候Q F 为ZVOFF 。D R 依旧保持关断。
工作阶段2 [T1~T2]
t ＝T1时，变压器上的电压降为零。
该阶段中，变压器的激磁电流的大小将保持不变为i Lm1，漏感L r 将在大小为i Lm1的基础上和C oss 以及
变压器副边在原边的折算电容C ossf /N 2一同谐振。相对应的副边的
二极管开始换流。换流电流的大小，即通过副边二极管D R 的电流大小等
于激磁电流和漏感电流的差值折算
到副边的电流值I Dr (t)= N (I Lr (t)- I Lm (t))，而通过二极管D F 的电流则为输出电感上的电流减去D R 上通过的电流I Df (t)=I Lo (t)- I Dr (t))。
直到T2，Q 1的门极信号到来为止。这段时间的长短取决于电路设计的死区时间，从电路工作的角度而言，在满足两个管子不直通的前提下，希望该段时间越小越好，因为这时副边电流的导通回路是同步整流管的体内寄生二极管，而不是低阻的MOS 管通道。
工作阶段3 [T2~T3]：
t ＝T2时，主管Q 1被触发导通。 该阶段中，副边的D F 和D R 继续保持换流，变压器原副边电压被箝位在0V 。由于主开关管Q1的导通，C oss 上的电压必然要降为零，则
原本C oss 上的电压V in 就作用在漏感
L r 上。漏感L r 上的电流线性上升。
在这一段时间有：
in Lr r V dt
di L = （2.4） 初始条件为：A i Lr 0)0(=
解方程（2.4）并代入初始条件可得：
t L V t i r
in Lr =)( （2.5） 直到t ＝T3时，L r 上的电流等于I o /N-I m ，该阶段结束。将133)(Lm o Lr Lr I N I T i i ?==代入式（2.5）可得到这一段时间的长度t 2=T 3-T 2。此时，续流二极管D F 关断，全部的电流通过整流二极管D R 。
这时段造成了电路的占空比丢失。时间的长短和漏感L r 的大小，输出电流的大小成正比，和输入电压的大小成反比。从电路工作的角度而言，希望该段时间越小越好，因为这时
V O
V O
副边电流的导通回路是同步整流管的体内寄生二极管，而不是低阻的MOS 管通道。
工作阶段4 [T3~T4] 该时段中，变压器原边电压是输入电压V in 在漏感L r 和激磁电感L m 上的分压为V p 。同时激磁电感和漏感上的电流也在输入电压V in 的作用下线性上升。在这一段时间有： t L V I t i m p
Lm Lm +=1)( （2.6）
t L V N V t L V I t i o o
p m p Lr Lr ?++=3)( (2.7)
这个时间段的长短343T T t ?=取决于电路的占空比的控制要求。在t= T4，主功率开关管Q 1关断，该工作状态结束。将t 3代入式（2.6）和（2.7）可以分别得到该时刻的激磁电流大小)(44T i i Lm Lm =和漏感电流的大小)(44T i i Lr Lr =。
随着变压器原边电压的建立，Q R 的门极电压也建立起来了，Q R 导通，能量通过变压器T 和副边整流管Q R 传送到输出端。而且由于D R 在这之前先导通了，所以同步整流管Q R 为ZVON 。
工作阶段5 [T4~T5] t= T4，主功率开关管Q 1在结电容
C oss 的作用下软关断。 之后，在副边反射电流I o /N 和激
磁电流I Lm 的作用下，给电容C oss 充电， L m 将和L r 一起与C oss 处于谐振状态。
在这段时间有：
???
?????=++=c in Lm r m o Lm c oss v V dt di L L N I i dt dv C )( （2.8） 初始条件为：???==0
)0()0(4c m Lm v I i 解方程组（2.8）并代入初始条件可得： ??
???+?=+?+=)cos()()sin()(0000000βωβωt Z A t i t A V t v Lm in c （2.9）
V O
V O
其中：oss
r m C L L ?+=)(10ω为谐振角频率，oss r m C L L Z )(0+=为谐振电路特征阻抗，4
010tan m in I Z V ??=?β，()202420Z I V A m in ?+?=。 直到T1时刻，C oss 上的电压等于V in ，变压器原边电压为0V ，工作阶段结束。将()in c V T v =5代入式（2.9）可得到这一段时间的长度t 4=T 5-T 4以及T 5时刻下激磁电流()55T i I Lm Lm =的大小，且55Lm Lr I I =。
随着电容C oss 上电压不断升高，变压器原边的电压V p ＝V in －V coss 也不断的减少，从而整流管Q R 上的门极电压V gs 也在不断减少，当V gs <3v 时，Q R 关断，电流改从体内二极管D R 流过。所以，关断时候Q R 上电压为0，ZVOFF 。加上开通时候的ZVON ，Q R 为ZVON 。
时间段 [T5~T7]分成下面两种情况进行讨论：
情况1（漏感能量小的时候）： 工作阶段6_1 [T5~T6_1] t ＝T5，C oss 上的电压为V in 。副边
二极管D F 和D R 进行换流，变压器原副边的电压都为0V 。I m 大小保持不变。
L r 和C oss 产生谐振，在这一段时间有： ???
????==c Lr r Lr c oss v dt di L i dt dv C （2.10） 初始条件为：???==in
c Lr Lr V v I i )0()0(5 解方程组（2.10）并代入初始条件可得： ??
???+?=+?=)cos()()sin()(0000000βωβωt Z A t i t A t v Lr c （2.11） 其中：oss r C L ?=10ω为谐振角频率，oss
r C L Z =0为谐振电路特征阻抗，5
010tan Lr in I Z V ?=?β，()202520Z I V A Lr in ?+=。 直到T6_1时刻，当Lr 上面的电流从I o /N ＋I Lm5减小到I Lm5，变压器原边的电流减小到
0时，工作阶段结束。将51_6)(Lm Lr i T i =代入式
（2.11）可得到这一段时间的长度51_65T T t ?=
V O
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法，有源钳位，正激变换器，零电压软开关 1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变 1引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感Ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和Sa工作在互补状态。为了防止开关S和Sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：
有源箝位反激变换器分析与设计 时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者： 1. 引言 反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。 图1 有源箝位反激变换器电路拓扑 图2 有源箝位反激变换器原理波形 2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析 有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。七个开关状态为： ①t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电； ②t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升； ③t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在 uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)； ④t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC 便获得了零电压开通(ZVS)；
有源箝位正激变换器电路分析设计 1.引言 有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用围。 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应 用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。 为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变 了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而S. . . . . ..
S. 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。 2. 有源箝位正激变换器电路的介绍 有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。 有源钳位正激电路的原理图如下所示：
第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 2009年07月14日 17:48 深圳华德电子有限公司作者：刘耀平用户评论（0）关键字： 有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。 关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t 和d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。 本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓 （带反并二极管）和储能电容C s，以扑基本相同，只是增加了辅助开关S a 及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感L s用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S a工作在互补状态。为了防止开关S和S 共态导通，两开关的驱动信号间留有一 a 定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进
第2章有源箝位正激变换器的 工作原理 令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的
第2章有源箝位正激变换器得工作原理 2、１有源箝位正激变换器拓扑得选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合。但就是它有一个固有缺点:在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路，以实现高频变压器得磁复位，防止变压器磁芯饱与[３6］.传统得磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损得LCD箝位技术以及ＲＣD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定得优点,但就是同时也存在一些缺陷[3７-3９］。 (１)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器得优点就是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网. 它存在得缺点就是:第三复位绕组使得变压器得设计与制作比较复杂;变压器磁芯不就是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受得电压应力很大。 （2）RCD箝位技术采用ＲCＤ箝位技术正激变换器得优点就是电路结构比较简单,成本低廉. 它存在得缺点就是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化,磁芯利用率较低。 （3) LCD箝位技术采用无损得LCＤ箝位技术正激变换器得优点就是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高。 它存在得缺点就是：在磁复位过程中,箝位网络得谐振电流峰值较大,增加了开关管得电流应力与通态损耗，因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器就是在传统得正激式变换器得基础上,增加了由箝位电容与箝位开关管串联构成得有源箝位支路,虽然与传统得磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器得成本，但就是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： （1)有源箝位正激变换器得占空比可以大于0、5，使得变压器得原副边
有源钳位正激的复位：高侧与低侧 简介 关于有源钳位技术的所有论文均显示钳位电路应用于直接跨过变压器初级侧的高端，或直接跨过主MOSFET开关的漏极至源极的低端。更有趣的是，作者似乎在哪方面最好，哪一方面最好，而为什么却很少或根本没有解释的问题上各占一半。 将有源钳位变压器复位技术应用于高端与将其应用于高端之间存在细微但值得注意的区别。每种应用都会产生不同的传递函数，进而导致在复位期间向钳位电路施加不同的电压。钳位电容器的值和电压额定值以及每种情况下栅极驱动电路之间的不同考虑因素都将受到直接影响。 Low-Side Clamp（低端钳位） 图1显示了应用于基本单端正激转换器的低端钳位电路，该转换器具有标准的全波整流输出和LC滤波器 只要主MOSFET Q1导通，就会在变压器的励磁电感上施加全部输入
电压，这称为功率传输模式。 相反，每当辅助（AUX）MOSFET Q2导通时，钳位电压和输入电压之间的差就会施加到变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。低端钳位的一个特定事实是，由于体二极管的方向，辅助MOSFET Q2必须是P沟道器件。还值得注意的是，Q2仅载有变压器励磁电流，与反射的负载电流相比，平均值很小。因此，选择低栅极电荷MOSFET应该是主要考虑因素，而低RDS（on）只是次要考虑因素。 在Q1关闭和Q2打开之间还引入了一个附加的死区时间。在死区时间期间，初级电流保持连续流过P沟道AUX MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管。这通常被称为谐振周期，其中为零电压开关（ZVS）设置条件。这是有源钳位拓扑结构的重要且独特的特性，但是对于此比较而言，它几乎没有什么意义，除了简要提到有源钳位应用于低端还是高端始终存在。 忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感两端应用伏秒平衡原理来推导低端钳位的传递函数 （1）给出钳位电压VC(LS)的简化式(1) （2）有趣的是，对于非隔离式升压转换器，（2）中给出的传递函数也是相同的传递函数，这就是为什么低侧钳位通常被称为升压型钳位的原因。
An Overview of Forward Converter with Various Reset Schemes By Gary Hua 9/20/07
Features of Forward Converter z One of fundamental topologies z Most commonly used topology z Applicable power level from a few Watts to a couple of Kilo-Watts z Appears simple but difficult to optimize design z Where are you on skill 1-10?
Test 1.How does the B-H curve in the 3rd winding reset forward converter look? 2.Which secondary diode is subject to higher switching loss? 3.Can the resonant reset forward converter operate with ZVS? 4.Can two-switch forward converter operate at greater than 50% duty cycle? 5.Does the clamp diode in active- clamp forward converter suffer from reverse-recovery problem?
有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势 — Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师 对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。 正激变换器来源于降压结构。两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。 图1： 降压和前向拓扑结构 图 1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。漏感
可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。 图2 转换模式 有源箝位电路的工作 图3a 图3b
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍 变压器正激有源钳位,对设计人员来说主要青睐的就是它的简捷、性能和效率,现得到广泛应用。采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用(50W 至 500 W范围的出色选择。 在高功率密度模块电源中,同步整流技术成了必须的选择,而正激有源钳位其主要的性能优势在于为绕组自驱的同步整流提供了非常理想的驱动波形,绕组自驱动同步整流电路简单、器件少、为设计者节约了布板空间和产品成本,因此被主流的模块电源厂家普遍接受应用。 正激有源钳位的种类和选择: 钳位管上钳位拓扑和钳位管下钳位拓扑,上钳位电路采用N MOS管,下钳位电路采用PMOS管,那么在实际的设计中我们如何选择呢? 我们看上钳位MOS管和变压绕并联,和开关管串联,而下钳位管是和开关管并联,和变压器绕组串联,绕组电压要低于开关电压,所以在实际设计中高压的PMOS管不容易找,根据这个特点,在高输入电压中如200V以上的设计中我们要考虑使用上钳位,但是上钳位因为MOS管的S脚是接在浮动点上,所以驱动电路必须设计成隔离驱动,这个驱动增加了成本和电路复杂,所以在低压的模块电源应用中,大多数都是采用PMOS管下钳位电路,因为其PMOS管电压不高,而且驱动电路简单。 正激有源钳位的原理和误区: 钳位管被关断后,开关管还没有导通的死区时间里,反向流动的谐振电流被钳位开关强制关断,而根据电感电流惯性作用,需要继续向电感流动,这时将抽取存储在开关管结电容里的能量,而结电容要远远小于钳位电容,存储的能量也非常小,所以结电容的电压迅速下降,也就是开关管的VDS电压迅速下降。 在理想状态下可以理解下降到零,但仪器仪表世界网称实际情况是,当VDS电压下降到Vin电压时,也就原边绕组电压下降到0V后,如果继续下降将造成原边绕组
一种有效的反激钳位电路设计方法 0 引言 单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。 1 漏感抑制 变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。 设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。 2 RCD钳位电路参数设计 2.1 变压器等效模型 图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。
2.2 钳位电路工作原理 引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 刘耀平 (深圳华德电子有限公司，广东深圳 518066） 摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。 关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t 大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱S a 和电感L s用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S a工作在互补状态。为了防止开关共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工S和S a 作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 中心议题：正激有源钳位有源钳位变换器的工作原理静态分析和优化设计方法解决方案：储能电容电压及开关管承受的电压应力增加励磁电流实现零电压软开关工作条件应用磁饱和电感实现软开关工作的条件优化设计方法 1引言单端正激变换器正激变换器拓扑拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低 廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器 体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，emi 问题难以处理。为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼 容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关sa（带反并二极管）和储能电容cs，以及谐振电容cds1、cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关s和sa工作在互补状态。为了防止开关s和sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的 死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设： 1）储能电容cs之容量足够大以至于其上的电压vcs可视为常数；2）输出滤波电感lo足够大以至于其中的电流纹波可忽略不计；3）变压器可等效成一个励磁电感lm和一个匝比为n的理想变压器并联，并且初次级漏感可忽略不计；4）
1/16 L6598 February 2002 s HIGH VOLTAGE RAIL UP TO 600V s dV/dt IMMUNITY ±50V/ns IN FULL TEMPERATURE RANGE s DRIVER CURRENT CAPABILITY:250mA SOURCE 450mA SINK s SWITCHING TIMES 80/40ns RISE/FALL WITH 1nF LOAD s CMOS SHUT DOWN INPUT s UNDER VOLTAGE LOCK OUT s SOFT START FREQUENCY SHIFTING TIMING s SENSE OP AMP FOR CLOSED LOOP CONTROL OR PROTECTION FEATURES s HIGH ACCURACY CURRENT CONTROLLED OSCILLATOR s INTEGRATED BOOTSTRAP DIODE s CLAMPING ON Vs s SO16, DIP16 PACKAGES DESCRIPTION The L6598 is manufactured with the BCD OFF LINE technology, able to ensure voltage ratings up to 600V, making it perfectly suited for AC/DC Adapters and wherever a Resonant Topology can be benefi-cial. The device is intended to drive two Power MOS,in the classical Half Bridge Topology. A dedicated Timing Section allows the designer to set Soft Start Time, Soft Start and Minimum Frequency. An Error Amplifier, together with the two Enable inputs, are made available. In addition, the integrated Bootstrap Diode and the Zener Clamping on low voltage sup-ply, reduces to a minimum the external parts needed in the applications. DIP16SO16N ORDERING NUMBERS:L6598 L6598D HIGH VOLTAGE RESONANT CONTROLLER BLOCK DIAGRAM GND V REF Ifmin Rfmin VCO EN1 Vthe1 Vthe2 EN2 V S V BOOT OUT C BOOT LOAD H.V. LVG UV DETECTION Vs HVG BOOTSTRAP DRIVER HVG DRIVER LVG DRIVER Css V REF Ifstart Rfstart Cf OP AMP +-OPOUT OPIN-OPIN+ DEAD TIME DRIVING LOGIC CONTROL LOGIC Iss + -+-LEVEL SHIFTER D98IN887A 12 567 4 2 3 19 8 10 11 14 1516
正激有源钳位分析 Document serial number【LGGKGB-LGG98YT-LGGT8CB-LGUT-
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 2009年07月14日 17:48 深圳华德电子有限公司作者：刘耀平 关键字： 有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。 关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用 于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大； d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工
作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和 d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关S （带反并二极管）和储能电容C s，以及谐 a 振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感L s 用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S 工作在互 a 共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的补状态。为了防止开关S和S a 死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设： 图1 采用磁饱和电感的有源钳位正激软开关变换器 1）储能电容C s之容量足够大以至于其上的电压V cs可视为常数； 2）输出滤波电感L o足够大以至于其中的电流纹波可忽略不计； 3）变压器可等效成一个励磁电感L m和一个匝比为n的理想变压器并联，并且初次级漏感可忽略不计；
目录 目录 (1) 摘要 (2) ABSTRACT (3) 第一章 BRICK DC/DC变流器概述 (4) 第一节B RICK DC/DC 变流器的主要应用和发展趋势 (4) 第二节B RICK DC/DC 变流器的典型拓扑的初步比较 (7) 第三节本论文的主要研究内容及意义 (12) 第二章有源钳位正激电路的电路原理分析 (16) 第一节主电路工作原理分析 (16) 第二节主电路的计算 (25) 第三节关于软开关问题的讨论 (28) 第三章有源箝位正激电路的小信号模型 (36) 第一节有源箝位正激电路的小信号建模 (36) 第二节有源箝位正激电路的控制原理分析和控制环设计 (44) 第三节有源箝位正激电路瞬态响应下的大信号模型分析 (56) 第四节有源箝位正激电路的箝位电路设计 (62) 第四章有源箝位正激电路的设计 (66) 第一节主电路元件参数设计 (66) 第二节电路损耗的详细分析 (76) 第五章实验结果 (82) 第一节电路实验分析 (82) 第二节对于有源箝位正激电路在B RICK DC/DC中运用的评价 (85) 第六章总结与展望 (86) 硕士期间发表的论文： (87) 致谢 (88)
摘要 本论文针对目前应用范围广泛的Brick DC/DC这种小功率电源市场，分析了其中常用的DC/DC拓扑结构，并针对性的集中分析了一种有代表性的应用拓扑——有源箝位正激（Active Clamp Forward）DC/DC变换电路。该拓扑的复位电压可以自动调节，可以提供大于50%的占空比，因而非常适合Brick DC/DC的宽范围要求。同时变压器上是完整的方波，可以给同步整流提供简单有效的自驱动方案。 本论文给出了该拓扑详细的电路工作原理分析、设计表达式和详细的损耗估算方案；并且对于电路的小信号进行了建模，从而对该电路的稳态控制环设计和电路的瞬态响应进行了详细分析。最后，一台12V、30A、140kHz电路样机验证了该拓扑的良好性能。 关键词：有源箝位正激变流器DC/DC变流器
有源钳位-正反激电路分析 参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出； 电路拓扑结构：有源钳位-正反激； 测试条件：48V 输入，9A 输出； 电路模型： I Vin L 术语： Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感； Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流； Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。 t4 t1 Vs2 t2 Vs1Vgs_Q2 Id1t3 t6 Ip t5 Vgs_Q1 Id2
电路工作原理与过程： 状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。 +Vin I L 变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。Im1=Im2+Ip2=I L 状态2：(t2~t3) Q1由导通变为截止，Q2仍截止。 +L - Vin Id1 I 当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。Im1提供T2的激磁
电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。 Id1 Vin L I C2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。 状态3：(t3~t5) Q1仍截止，Q2由截止变为导通。 Id1 Vin Q2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。Ip1=Ic1-I L ，
更多信息-无线主页 -应用笔记和技术讲座 -评估板软件 - 技术支持 点击这里，了解典型射频收发器设计的无线器件 Maxim > 设计支持 > 应用笔记 > 放大器和比较器电路 > APP 5044 Maxim > 设计支持 > 应用笔记 > 基站/无线基础结构 > APP 5044 Maxim > 设计支持 > 应用笔记 > 电能测试与计量 > APP 5044 Apr 29, 2011 参考设计5044包括：测试电路原理图BOM 说明测试数据布局 低EMI 、有源钳位、正激式Class 4用电设备(PD)，为PoE 应用提供高效方案 摘要：该参考设计针对高效、低EMI 、有源钳位、正激式5V 用电设备(PD)。设计采用MAX5969B 作为控制器，并采用了MAX5974A 电流模式PWM 控制器，提供电感反馈、零电压切换(ZVS)和折返频率调整，以降低PoE 设计成本并提高系统效率。借助这些器件，该参考设计能够兼容IEEE? 802.3af/at 标准，为Class 4 PD 设备提供了一款高性能、紧凑的高性价比解决方案。设计支持辅助输入电压，可提供最高25W 的输出功率。概述 设计采用MAX5969B 和MAX5974A 。MAX5969B 控制器完全兼容于以太网供电(PoE)系统IEEE 802.3af/at 标准，也可以由墙上适配 器(WAD)供电。MAX5974A 可接受较宽的输入电压范围，采用ZVS 有源钳位、电流模式PWM 转换器架构，提供折返调整，理想用于PoE 设 计。该参考设计兼容于IEEE 802.3af/at 标准，为Class 4 PD 提供高效、低EMI 解决方案。 规格 5V/4.8A PD 设计满足以下指标： 输入电压：42V 至57V WAD 输入电压：30V 至57V V OUT ：5V/4.8A 输出纹波：±1% 负载瞬态响应V P-P ：±5% (25%负载跃变) 输入电源和负载调整率：±1% 42V 输入，负载为5V/4A 时，总效率为：92.2% (不包括输入LAN 变压器和二极管桥) 参考设计顶视图。参考设计底视图。 关键词:用电设备, PD, 以太网供电, PoE, IEEE 802.3af, IEEE 802.3at, Class 2 PD, Class 3 PD, IP 电话, IP 摄像机,安全摄像机, WAP,无线接入,销售终端, POS, 瘦客户机,以太网中继,有源钳位正激,反激