什么是特性阻抗,什么叫特性阻抗
特征阻抗（也有人称特性阻抗），它是在甚高频、超高频范围内的概念，它不是直流电阻。属于长线传输中的概念。
在信号的传输过程中，在信号沿到达的地方，信号线和参考平面（电源平面或地平面）之间由于电场的建立，就会产生一个瞬间的电流，如果传输线是各向同性的，那么只要信号在传输，就会始终存在一个电流I，而如果信号的输出电平为V，则在信号传输过程中（注意是传输过程中），传输线就会等效成一个电阻，大小为V/I，我们把这个等效的电阻称为传输线的特征阻抗（characteristic Impedance)Z。
要格外注意的是，这个特征阻抗是对交流（AC）信号而言的，对直流（DC）信号，传输线的电阻并不是Z，而是远小于这个值。
信号在传输的过程中，如果传输路径上的特征阻抗发生变化，信号就会在阻抗不连续的结点产生反射。
传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟，在这里，我们主要讨论特性阻抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传输线的分布参数通常用单位长度的电感L和单位长度的电容C以及单位长度上的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数，给定某一种传输线，这些参数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输线的一系列重要特性。
一个传输线的微分线段可以用等效电路描述如下：
传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示：
从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就是微分线段的特性阻抗。
传输线可等效为：
Z0 就是传输线的特性阻抗。
Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。
传输线分类
当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB 迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。
单端传输线路
下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。
单端传输线是连接两个设备的最为常见的方法。在上图中，一条导线连接了一个设备的源和另一个设备的负载，参考（接地）层提供了信号回路。信号跃变时，电流回路中的电流也是变化的，它将产生地线回路的电压降，构成地线回路噪声，这也成为系统中其他单端传输线接收器的噪声源，从而降低系统噪声容限。
这是一个非平衡线路的示例，信号线路和返回线路在几何尺寸上不同
高频情况下单端传输线的特性阻抗（也就是通常所说的单端阻抗）为：
其中：L为单位长度传输线的固有电感，C为单位长度传输线的固有电容。
单端传输线特性阻抗与传输线尺寸、介质层厚度、介电常数的关系如下：
与迹线到参考平面的距离（介质层厚度）成正比
与迹线的线宽成反比
与迹线的高度成反比
与介电常数的平方根成反比
单端传输线特性阻抗的范围通常情况下为25Ω至120Ω，几个较常用的值是28Ω、33Ω、50Ω、52.5Ω、58Ω、65Ω、75Ω。
差分传输线路
下图为典型的差分（通常称为平衡式）传输线电路。
差分传输线适用于对噪声隔离和改善时钟频率要求较高的情况。在差分模式中，传输线路是成对布放的，两条线路上传输的信号电压、电流值相等，但相位（极性）相反。由于信号在一对迹线中进行传输，在其中一条迹线上出现的任何电子噪声与另一条迹线上出现的电子噪声完全相同（并非反向），两条线路之间生成的场将相互抵消，因此与单端非平衡式传输线相比，只产生极小的地线回路噪声，并且减少了外部噪声的问题。
这是一个平衡线路的示例-- 信号线和回路线的几何尺寸相同。平衡式传输线不会对其他线路产生噪声，同时也不易受系统其他线路产生的噪声的干扰。
差分模式传输线的特性阻抗（也就是通常所说的差分阻抗）指的是差分传输线中两条导线之间的阻抗，它与差分传输线中每条导线对地的特性阻抗是有区别的，主要表现为：
间距很远的差分对信号，其特性阻抗是单个信号线对地特性阻抗的两倍。
间距较近的差分对信号，其特性阻抗比单个信号线对地特性阻抗的两倍小。
别的因素保持不变时，差分对信号之间的间距越小其特性阻抗越低（差分阻抗与差份线队之间的间距成反比）。
差分传输线特性阻抗通常情况下为100Ω，有时也用到75Ω。
考虑到多层PCB板生产时PCB迹线可分布于表面或者内层，这两种情况下PCB迹线的参考平面有所不同，所以又可将PCB迹线分为微波传输带（Microstripe）和带状线（Stripeline）传输线路。
微波传输带传输线路是由一条安装在可导接地层的低损耗绝缘体上的控制宽度的可导迹线构成的。该绝缘体通常使用强化玻璃环氧树脂制造，例如G10、FR-4 或PTFE，用于超高频应用。
带状线传输线路通常包括夹在两个参考层和绝缘材质之间的导线迹线。传输线路和层构成了控制阻抗。
带状线与微波传输带的不同之处在于它嵌入到两个参考层之间的绝缘材质中，带状线阻抗参考两个平面，阻抗迹线在内层，而微波传输带只有一个参考平面，阻抗迹线在PCB板的外层（表层）。
PCB 迹线的阻抗将由其感应和电容性电感、电阻和电导系数确定，这些因子将是迹线物理尺寸（例如迹线的宽度和厚度）和PCB 底板材质的绝缘常数和绝缘厚度的函数，因此也可以说，PCB板迹线的阻抗值由信号迹线的物理尺寸（宽度和厚度）、线路板绝缘常数、绝缘介质厚度、信号迹线与层的配置决定。
传输线设计是高频有线网络、射频微波工程、雷射光纤通信等光电工程的基础，为了能让能量可以在通信网路中无损耗地传输，良好的传输线设计是重要关键。
无线通信加上视频技术将成为未来的明星产业，要达到这个目标，负责传送射频微波信号的介质除空气之外，就是高频的传输线。人类目前无法控制大气层，但是可以控制射频微波传输线，只要设法使通信网路的阻抗能相互匹配，发射能量就不会损耗。本文将从阻抗匹配的角度来解析射频微波传输线的设计技术。
驻波比（SWR）
两频率相同、振幅相近的电磁波能量流（energy flows）面对面地相撞（impinge）在一起，会产生驻波（standing wave），这种电磁波的能量粒子在空间中是处于静止（stand）状态（motionless）的，此暂停运动的时间长度比两电磁波能量流动的时间要长。因为驻波的能量粒子是静止不动的，所以，没有能量流进驻波或从驻波流出来。上述叙述较抽象，但是这里举个类似的例子，就可说明什么是驻波：做个物理实验，将两个口径、流速都相同的水管，面对面相喷，在两水管之间将会激起一个上下飞奔的水柱，这个水柱就是驻波。如果是在无地心引力的空间中，这个水柱将静止在那里不会坠地。
电磁波在传输在线流动，入射波和反射波相遇时就会产生驻波。驻波比（standing wave rate；SWR）是驻波发生时最大电压和最小电压的比值（VSWR），或最大电流和最小电流的比值(公式一)：
SWR = (VO + VR)/ (VO - VR) = (IO + IR)/ (IO - IR) = 1＋｜Γ｜/ 1－｜Γ｜
WR可以被用来判定传输线阻抗匹配的情况：当SWR=1时，表示没有反射波存在，电磁波能量能完全传递到负载上，也就是传输线阻抗完全匹配；当SWR=∞时，表示VO = VR 或IO = IR，电磁波能量完全无法传递到负载上，传输线阻抗完全不匹配。SWR测量仪是高频传输线、发射机（transmitter）、天线工程师常使用的参数，与它类似的是应用在有线电视缆线（Cable TV cable）的「返回耗损（Return Loss）」或称作dBRL。两者的差别有二：(1)dBRL=0表示阻抗完全不匹配，dBRL=∞表示阻抗完全匹配。(2)SWR测量仪是以发射机为信号来源，自己并没有发射源，但dBRL测量仪是用自己的发射源来测量缆线的阻抗匹配情况。
史密斯图（Smith Chart）介绍：
为了达到阻抗匹配的目的，必须使用史密斯图。此图为P. Smith于1939年在贝尔实验室发明的，直到现在，它的图形仍然被广泛地应用在分析、设计和解决传输线的所有问题上。它能将复数的负载阻抗（complex load impedance）映射（map）到复数反射系数（complex reflection coefficients）的Γ平面上，这种映射过程称作「正常化（normalization）」。如(图一)所示，大小不同的圆弧代表实数（rL）与虚数（xL）的大小，越往右边阻抗越大，越往左边阻抗越小。乍看之下，史密斯图很类似极坐标（polar coordinate），不过，它的X-Y轴坐标分别是Γr和Γi，而且Γ= |Γ|ejθr =Γr + jΓi ，r代表实数（real number），i代表虚数（image number）。在图一中，中心线为电阻值，中心线上方区域为感抗值，中心线下方区域为容抗值，直径和中心线重迭的圆代表不同的实数（rL），中心线两旁的圆弧
代表不同的虚数（rL）。正常化负载阻抗（normalized load impedance）zL = ZL/Z0= 1+Γ/1-Γ，zL= rL+jxL，其实zL就是史密斯图上的复数，它没有计量单位（dimensionless），是由实数rL和虚数xL构成的。负载阻抗ZL就是由小写的zL映射到复数反射系数Γ平面上的。史密斯图的圆心代表Γ=0，zL=1，ZL= Z0，负载阻抗匹配，如(图三)所示。
将阻抗转换到Γ平面后，就能得出代表传输线匹配或不匹配的反射系数（公式二）：Γ=
ZL-Z0
ZL+Z0
图一史密斯Z坐标图
图二无耗损传输线电路
在上式中，Γ就是（电压）反射系数，它的定义是：反射波（reflected voltage wave）的电压振幅与入射波（incident voltage wave）的电压振幅之比值；ZL是负载阻抗（load impedance），Z0是特性阻抗（characteristic impedance）。当ZL = Z0时，达到阻抗匹配，Γ为零。如(图二)所示，假设ZL = Z0，电压源（Vg）产生的功率几乎可以完全供给负载使用，而从负载反射回电压源的功率非常小。对负载应用而言，必须设法求得特性阻抗，并使负载阻抗等于它。亦即，在图三中的Γ必须尽量在绿色区域之中。图三也称
为珈玛坐标图（Gamma-centric chart），有别于图一的Z坐标图（Z- centric chart）。
图三史密斯Γ坐标图
理想的无耗损（lossless）传输线是依据下列公式来转换负载阻抗ZL（公式三）：
Z = Z0
ZL cos(l 2/) + j Z0 sin(l 2/)
Z0 cos(l 2/) + j ZL sin(l 2/)
在上式中，l是无耗损传输线的长度，l 2/是此传输线长度与波长相比的角度值（radian）。从上式和图二中，可以得出下列重要的结论：
(1)如果ZL = Z0，则无论传输线的长度大小为何，输入端阻抗Z或Zin永远等于特性阻抗Z0。
(2)Z是以/2为单位做周期变化。
(3)正常化输入阻抗（normalized input impedance）zin=Zin/Z0= 1+Γl/1-Γl，其中，Γl 的振幅与电压反射系数Γ的振幅一样，但是相角差2βl（β=2π/λ），l是传输线长度。所以，Γl被称为「相移电压反射系数（phase-shifted voltage reflection coefficient）」，而且Γl =Γe-j2βl。因此，如果Γ转换成（transform）Γl，zL就被转换为zin了，在史密斯图上的反射系数角位（angle of reflection coefficient in degrees）是以顺时钟方向，随传输线长度l由0最大增加到0.5λ，这个方向上的刻度称为「波长朝产生器（wavelengths toward generator；WTG）」方向的刻度，有别于逆时钟方向的「波长朝负载（wavelengths toward load；WTL）」方向的刻度。
(4)在史密斯图的圆心处划一个圆，它将和实数轴与虚数轴相交于数个点，每个点
与圆心的距离相等，这个圆称作「常数｜Γ｜圆」；也叫作「驻波率（standing-wave ratio；SWR）圆」，这是因为驻波率S=1＋｜Γ｜/ 1－｜Γ｜。
如果今天已知传输线长度l和zL，利用史密斯图，就可以很快地求出zin。
(5)纯电阻窄频匹配（resistive narrowband match）时，驻波率刚好等于rL和驻波率圆相交的右边接点Pmax。虽然rL和驻波率圆相交的接点有两个Pmax和Pmin，但是左边接点Pmin的rL值小于1，而且驻波率必须大于或等于1，所以Pmin不予考虑。藉由史密斯图和已知的负载阻抗，就可以很快地求得在传输在线最大电压或最小电流、最小电压或最大电流的位置。
上述功能，说明了利用史密斯图就能得到负载的复数阻抗之匹配值。
阻抗（impedance）和导纳（admittance）的转换
在解决某些类型的传输线问题时，为求方便起见都使用导纳来表示。导纳是阻抗的倒数，其数学定义是：Y=1/Z=G+jB，G称作电导（conductance），B称作电纳。正常化导纳y是正常化阻抗z的倒数，所以y=1-Γ/1+Γ。如果在史密斯图上顺时钟移转λ /4（互成反方向），zL将转换成zL。虽然，Y参数（=[Y][V]）的导纳和Z参数（[V]=[Z]）的阻抗，都只能代表低频电路的特性，但是与代表高频电路特性的S参数（[V-]=[S][V+]）类似的Y 参数是由四种导纳变数构成的，藉由Y参数（一般是从所测量的S参数转换而来）可以得到晶体管闸阻抗之值，这在深次微米设计中是非常重要的。S参数是被用来表示射频微波多端口网络（multiple network）中多电波的电路特性。
史密斯图应用范例
应用上述原理和方法，将一般的50-Ω无耗损传输线之一端接有负载阻抗ZL =（25+j50）Ω，使用史密斯图可以得到：
(1)电压反射系数：zL= ZL/Z0=（25+j50）/50=0.5+j1，从史密斯图中可以查出反射系数的相角为83°，用尺可以量得反射系数的振幅为0.62；所以，电压反射系数Γ= 0.62ej83°。
(2)电压驻波比（SWR）：使用圆规在史密斯图上，以Γ=0为圆心，划一个圆（驻波率圆）通过0.62ej83°，这个圆和Γr相交在两点，其中一点的rL值大于1，为4.26，亦即电压驻波比S=4.26。
(3)距负载最近的最大电压与最小电压的位置：最大电压在驻波率圆和Γr相交的点上，查史密斯图，此点的位置是0.25λ，负载的位置是0.135λ，所以它和负载的距离是lmax=0.25λ-0.135λ=0.115λ；最小电压和最大电压的距离差0.25λ，所以它和负载的距离是lmin=0.115λ+0.25λ=0.365λ。
(4)若此传输线长度为3.3λ，可求出其输入阻抗和输入导纳：3.3λ除以0.5λ后剩余0.3λ，从负载阻抗在史密斯图上的位置顺时钟移动（WTG）0.3λ，就是输入阻抗的位
置。因此，输入阻抗的位置是在0.135λ+0.3λ=0.435λ直线上，它与驻波率圆相交于一点，查史密斯图，此点即是正常化输入阻抗zin=0.28-j0.4，经转换可求得输入阻抗Z in=zinZ0=(0.28-j0.4)*50=(14-j20)Ω；从zin顺时钟移动0.25λ并与驻波率圆相交于一点，可以得到正常化输入导纳yin=1.15+j1.7，经转换可求得输入导纳Yin=yinY0=yin/ Z0=(1.15+j1.7)/50=（0.023+j0.034）S（全名为Siemens，是导纳的基本计量单位）。
使用史密斯图反求负载阻抗
假设：只知道一条50Ω无耗损传输线的驻波比S=3，距负载最近的最小电压位置是5cm，其次是20cm，试求负载阻抗。
解决方法：因为最小电压的间距为λ / 2，所以，λ = 40cm。距负载最近的最小电压在史密斯图上的位置就是5/40=0.125λ。在史密斯图上划驻波率圆，半径为3，此圆与Γr相交于两点，rL值小于1的点就是距负载最近的最小电压，在驻波率圆上，从此点逆时钟移动0.125λ，可以得到负载的正常化阻抗zL=0.6 - j0.8。经转换后，就可得出负载阻抗ZL=Z0*zL=(30 - j40)Ω。
阻抗匹配
阻抗匹配是电路学里的重要议题，也是射频微波电路的重点。一般的传输线都是一端接电源，另一端接负载，此负载可能是天线或任何具有等效阻抗ZL的电路。传输线阻抗和负载阻抗达到匹配的定义，简单说就是：Z0=ZL。在阻抗匹配的环境中，负载端是不会反射电波的，换句话说，电磁能量完全被负载吸收。因为传输线的主要功能就是传输能量和传送电子讯号或数字数据，一个阻抗匹配的负载和电路网络，将可确保传输到最终负载的电磁能量值能达到最大量。
最简单的阻抗匹配方法是设计负载电路使其满足ZL= Z0的条件。可惜这是理想的情况，在设计实务上，因为负载电路必须先满足其它必需的条件，否则负载电路就无法提供应用所需的性能，这通常都会影响它和传输线的阻抗匹配。解决方案是在传输线与最终负载之间加入阻抗匹配网络（impedance-matching network），加入此网络的目的就是为了减少传输线和此网络之间的电波反射作用。如果阻抗匹配网络是无耗损的，而且其输入阻抗ZL 等于传输线的特性阻抗Z0，则能量将可以透过它全部到达负载端。
阻抗匹配网络可以由数个集成组件（lumped elements）或具有特定长度和终端方式（短路或开路）的数节（sections）传输线构成。若是使用集成组件，通常是选用电容和电感，而不用电阻，这是为了避免奥姆耗损（ohmic losses）。因为阻抗匹配网络必须将负载阻抗ZL= RL +jXL的RL、XL分别与传输线特性阻抗Z0相对应的电阻与电抗值匹配，为了达到这两种转换，它至少需要「两个调整参数」或「两个自由度（two degrees of freedom）」。(图四)是单株短路线（shorted single-stub）阻抗匹配网络，其等效电路如(图五)所示。两个自由度是由图四中，长度各为d和l的两节传输线提供的。
图四单株短路线阻抗匹配网络
因为此单株阻抗匹配网络是以并联的方式形成，所以也称作「分路脚线（shunt stub）」。计算它时，使用导纳Y会比使用阻抗Z方便。
其匹配程序是由两个基本步骤构成的：(1)选定d的长度：藉此将负载导纳YL转换成Yd，Yd = Y0 + jB。(2)选定l的长度：藉此将输入导纳Ys转换等于-jB。
如图五所示，因为Yin= Yd+Ys，所以输入的等效导纳Yin= Y0，这就达到阻抗匹配的目的了。简单地说，阻抗匹配网络的目的就是要消除输入阻抗的电抗（reactance）X值。
图五单株短路线阻抗匹配网络的等效电路
阻抗匹配网络设计范例
一条50Ω无耗损传输线一端连接天线，此天线的阻抗是ZL=（25-j50）Ω，试求单株短路脚线的位置和长度d和l。
解决方法如下：
(1)求得正常化负载阻抗zL=ZL/Z0=0.5 - j1，在史密斯图中可以找到zL的位置。
(2)以圆规在史密斯图上，以zL的振幅为半径划驻波率圆。
(3)在zL相反方向的驻波率圆上，可以找到负载导纳yL=0.4+j0.8，它是位于史密斯图上顺时钟0.115λ直线和驻波率圆相交的点上。
(4)因为yin=Yin/Y0，所以yin必须等于1，才能使Yin= Y0，即yin = ys+yd = 1。史密斯图上的gL=1圆和驻波率圆相交于两个点，这两个点可以求得两个不同的yd，亦即会有两组解决方案。查史密斯图后，可以发现这两个点分别是：1+j1.58、1 - j1.58。
(5)当yin = 1+j1.58时，它是在史密斯图顺时钟0.178λ的位置。d=(0.178-0.115) λ=0.063λ，这就是短路脚线和负载之间的距离。因为yin = ys+yd，所以可以求得ys= -j1.58，位于史密斯图顺时钟0.34λ的位置上。因为短路的正常化电导是∞，所以，短路脚在线的正常化负载电导是位于史密斯图顺时钟0.25λ的位置上，短路脚线到分路点的距离l就等于(0.34-0.25) λ=0.09λ。
(6)同理，当yin = 1- j1.58时，可以求得d=0.207λ、ys= j1.58、l=0.41λ。
虽然，使用离散（discrete）组件也可以达到阻抗匹配的目的，但是当频率不断增加或成几何级数衰减时，传输线和脚线（stub）的成本效益比最高。脚线是传输线的一小部份，它只是单纯地被用来消除输入电抗，对其它电路组件是无害的。它以两种身份加入：一是开路ZL=∞、一是短路ZL=0。从前面的Z方程式中可以发现，当使用开路脚线时，输入阻抗等于-Z0cot(l*2/)j，这是一个电容；当使用短路脚线时，输入阻抗等于Z0 tan(l*2/)j，这是一个电感。添加脚线之后，自然就具备了与离散电抗组件（电感和电容）相同的性能，而且效果更好、成本更省。在许多射频调谐器（RF tuner）、消除电磁干扰（EMI）、天线的电路中，除了常见到离散电抗组件以外，常常还可以看到一些短短一截的脚线，其目的就是要消除输入电抗，使输入阻抗和传输线的特性阻抗能够完全匹配。
结语
上面的计算，如今大多数都是使用仪器自动测量，例如：网络分析仪（network analyzer）、时域反射测量仪（TDR；Time Domain Reflectometry），再经软件运算求出。虽然如此，身为射频微波电路设计者必须清楚了解其背后的原理和方法，才能克服随时可能发生的特殊传输线问题。
传输线设计是高频有线网络、射频微波工程、雷射光纤通讯等光电工程的基础，为了能让能量可以在通讯网路中无损耗地传输，良好的传输线设计是重要关键。
国内目前有许多原是模拟产品设计制造的业者，正试图转型跨入射频微波电路的领域，例如：电源供应器、计算机监视器、家电、网络通讯芯片设计等业者，但是，大都仍然停留在过去必须向国外原厂要参考电路图的习惯，缺乏如传输线设计等基础技能和独自开发设计的经验，这是业者必须努力自我提升的地方。
姓名：袁亚南学号：0743032052 班级：07303042 生物阻抗特性及测量的国内外现状 生物阻抗： 人类很早就了解到生物的电阻特性，也给出了生物体产生电阻的原因：它是当细胞内外液中电解质离子在电场中移动时，黏滞介质和狭小管道对离子运动的阻碍作用所致。进一步的研究表明，当低频电流通过时，生物结构具有更为复杂的电阻性质，可分解为不随时间变化的分量和随时间变化的分量。前者就是普通的直流电阻成分，在一定限度内阻值保持不变，电流与电压呈线性关系，起变阻器作用；后者随外加电压时间的延长，电流和电压的变化呈非线性变化，即具有交流电阻抗特性（或成分），起滤波器的作用。目前，这两种作用是解释神经和肌肉等组织兴奋和冲动的基础。 在描述物质的电阻特性时，有两个重要的概念：一是电阻率；二是电导率。它们之间互为倒数，都是表示物质导电性能的物理量。表5.1中列出了一些生物组织的电阻率和电导率。可以看出，人体内各种组织的电阻率极不相同，血清电阻率最低，肌肉次之，肝、脑等组织的电阻率稍高，脂肪和骨骸的电阻率最高，肿瘤组织与正常组织亦有差别，在身体内这些组织交叉组合形成了非均质导体。 生物膜具有电容特性，有关研究表明，生物膜不但具有静态电容性质，而且还具有极化电容性质，即当外加交流电时，生物膜的电容率不仅变化，
膜的电容值也要发生变化。 有关细胞的许多电特性研究表明，一般活细胞表面带有负电荷，细胞内部电场为零，内部为等势区，只是在细胞膜上存在电场，因此细胞膜可以看作是一个电容器。 1925-1927年，H ·弗里克用阻抗法测出狗的红电球细胞单位面积的电容值为0.81μF ·cm -2，根据实验结果，弗里克提出了他的假设，认为多数类型细胞膜为一球形膜，膜是由双分子层脂类分子组成，其相对电容率为εr =3。根据球形电容器公式可知，膜单位面积的电容公式为 d C r m εε0= 通过上式可得细胞膜的厚度为d ≈3nm 。而现代测量手段（如X 射线和电镜等）测出的各种细胞膜厚度为7～10.5nm ，结果不相吻合，这说明弗里克假设的细胞膜结构存在缺陷。 更新的研究表明，细胞膜的结构除双分子层脂膜外，在其两侧各覆盖一层蛋白质层，形成蛋白质-脂类物-蛋白质的三重结构，如图5.2所示，它的相对电容率为εr ≈10。如果将此值代入式（5.4），得到的细胞膜厚度为d ≈10nm ，与现代技术所测结果吻合得极好，说明了膜电容存在的真实性。 对于细胞膜和细胞质而言，细胞膜既存在电容，又存在电阻；而细胞质 只存在电阻。表5.2列出了一些细胞的电学参量。 在现代生物学中，对于生物器官、组织及细胞 电阻抗的研究有着非常重要的理论价值。例如，由 细胞膜电容值的测定，人们认识了膜的双分子层结 构；从肌肉细胞膜的高电容（1.5μF ·cm -2）特性导 出了肌肉细胞膜的折叠性质；通过测定神经细胞受 刺激后阻抗下降、电导率增加规律，为人类对神经 兴奋、传导和自发过程的认识提供了理论基础。另外，通过生物电阻抗的测定，在医学上可以诊断机体的健康状况。 ②r m 为单位面积膜电阻（ω·cm 2），r i 为单位面积细胞质电阻（ω·cm 2）；③ω
一、50ohm特征阻抗 终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。 终端电阻示图 B.终端电阻的作用： 1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。 2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。 高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。 同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定：
另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则 图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。 图1 同轴传送线路的终端电阻构成 只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗FT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。 图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.
什么叫传输线的特性阻抗？传输线特性阻抗基知识 传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟， 在这里，我们主要讨论特性阻 抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传 输线的分布参数通常用单位长度的电感 L 和单位长度的电容C 以及单位长度上 的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。 分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数， 给定某一种传输线，这些参 数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输 线的一系列重要特性。 一个传输线的微分线段可以用等效电路描述如下： 传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示: 从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就 是微分线段的特性阻抗。 卄联原抗为： Z F = ------- --------- - =— i(G + joe) 传输线可等效为: IR IL U_ IR IR IL iR IL 半耻用比巧： 乙、iR + jE)
Z E,￥=Z Z Z O Zc + Zr 叭鬲■独返 呼4阳粽 內为1是懒井14*F J9（可 产5 =卩5=爲 G + j 肚 |G + Jex 皆赖宰址骼窩时＜f^lOOKHZ）. 3=2n監掘借損女.3. uefg±. R、G可黑略.L 中单懂怅度线的固打电臥住为肛拉忙度蜒的H有电皐此的 当墓車迥惟艸rf^lKHZh 肛2卫片櫃水.可以耐.此时 Z0就是传输线的特性阻抗。 Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。 传输线分类 当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。 单端传输线路下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。 心J 4 电路窗化 m —
https://www.doczj.com/doc/c99775167.html,微机继电保护仪 阻抗特性 本测试模块主要是针对距离保护的动作特性，搜索其阻抗动作边界。可以搜索出圆特性、多边形特性、弧形以及直线等各种特性的阻抗动作边界。本测试模块提供了“单向搜索”和“双向搜索”两种不同的搜索方式。如下图所示： ●可搜索圆、多变形，及其它阻抗特性图 ●依提示设定定参数，由软件能画出大概的图形，方便与搜索的图形对照 第一节界面说明 测试项目 每次试验只能选择“阻抗边界搜索”、“Z（Ｉ）特性曲线”或“Z（V）特性曲线”中的一个项目进行试验。 ●故障类型提供了各种故障类型，用于测试各种类型距离保护。对接地型距离继电器应选择单相接地故障，对相间型距离保护，应选择相间故障。 ●计算模型有“电流不变”和“电压不变”两种计算模型。选择“电流不变”时，在下面的方框内可以设置短路电流，软件根据短路电流和短路阻抗计算出相应的短路电压；选择“电压不变”时，在下面的方框内可以设置短路电压，软件根据短路电压和短路阻抗计算出相应的短路电流。 ●搜索方式有“单相搜索”和“双向搜索”两种方法。详细介绍请参考“差动保护”章节的相关说明。“分辨率”只对双向搜索方式有效，它决定了双向搜索方式的测试精度。 ●故障触发方式在“时间控制”触发方式下，软件按“故障前延时”—“最
https://www.doczj.com/doc/c99775167.html,微机继电保护仪 大故障时间”—“测试间断时间”这样的顺序循环测试，详细说明请参考“线路保护”章节的有关说明。 ●最小动作确认时间在“最大故障时间”内，保护多段可能动作。如果保护动作的时间小于“最小动作确认时间”，则尽管是保护的动作信号，软件也不予认可，因可能是其他段抢动。这个时间专门用来在“双向搜索”方式下，躲开某段阻抗动作。例如，要搜索Ⅱ段阻抗边界，“双向搜索”方式下扫描点肯定会进入Ⅰ段阻抗范围，而Ⅰ段的动作时间较Ⅱ段要短，从而造成Ⅰ段保护抢动。 ●故障方向依据保护定值菜单进行设置，适用于方向性阻抗保护。 ●零序补偿系数若做接地距离继电器的试验，要注意正确设置零序补偿系数，请参考“线路保护”章节的有关说明。 ●自动设定搜索线参数在“整定参数”页中有这个按钮，点击此按钮后，软件会根据所设定的整定阻抗自动计算出搜索线的长度以及搜索中心。可以在“搜索阻抗边界”页面中查看。 搜索阻抗边界 选择“搜索阻抗边界”测试项目时，需设置 放射状扫描线，如右图所示。扫描线的设置参照 以下方法： ●扫描中心扫描中心应尽可能设置在保护的 理论阻抗特性图的中心位置附近。扫描中心可以 直接输入数据，也可以用鼠标直接点击选择扫描 中心。修改扫描中心后，坐标系的坐标轴将自动 调整，以保证扫描圆始终在图形中心位置，即扫 描中心在图形中心。 ●扫描半径扫描半径应大于保护阻抗整定值 的一半，以保证扫描圆覆盖保护的各个动作边界。搜索时是从非动作区（扫描线外侧点）开始扫描。试验期间，如果发现在扫描某条搜索线的外侧起点时，保护 就动作了，则说明这条扫描线没有跨过实际的阻抗 边界，即整个搜索线都在动作区内，不符合“每条 搜索线都应一部分在动作区内，另一部分在动作区 外”的原则。这时，请适当增大“扫描半径”。 ●扫描步长只对“单向搜索”方式有效，直接影 响“单向搜索”方式时的测试精度。
成品阻抗测试方法： 1、仪器设置： 网络分析仪：CENTER：200MHz SPAN：2MHz（视被测电缆的长度进行设定）MEAS：S12 或S21 FORMA T：Phase 直通校准 注意：校准完毕为一条数值为零的直线，SPAN更改不同的数值需要重新校准。 2、电容测量仪测试电容值。（数值现实稳定可以读取数值）。 3、相位差的测量： 网络分析仪连接被测电缆，显示相位值，按照以下方式进行读取数值： 打开菜单MARKER SERACH，target value设置为0，打开multi target search , 记录两个标记点的频率值（注意：选择红圈内数值最接近的标记点）。 如上图所示：应选择标记点1、2。 δf=(f m -f n )/m-n 4、按照特性阻抗的公式： 平均特性阻抗=1000/(δf*c) δf单位为MHz, C为测量的电容值：单位nf。 注意事项：1、测试频率差时被测电缆的接头状态必须和测试电容的接头状态保持一致。 2、target value设置为0，以避免产生误差。 3、保证校准状态有效。
相对传播速度的测量方法： 1：相对传播速度的定义：信号在介质中的传播速度与自由空间的传播速度之比。 2、仪器的设置： 网络分析仪进行测试： CENTER：200MHz SPAN：1MHz MEAS：S12 或S21 FORMA T：Group delay 直通校准 校准后为一条数值为零的直线。 3、连接被测电缆，打开Marker Factions ，将统计功能打开。读取平均值即为延迟时间t。 4、按照下列公式计算相对传播速度： V =L/(t?c) ?100% V：相对传播速度。L：电缆的实际长度（米）c=3.0?108米/秒 t ：延迟时间（秒）。 电缆相位及电长度测试及计算方法： 1、仪器的设置： 网络分析仪设置： CENTER：要求测试频点SPAN：10MHz（或者按照通知单要求设置起始终止频率）MEAS：S12 或S21 FORMA T：Extend Phase 直通校准 校准后为一条数值为零的直线。 2、连接被测电缆，读取要求频率点的数值。
电缆的阻抗 术语 音频：人耳可以听到的低频信号。范围在20-20kHz。 视频：用来传诵图象的高频信号。图象信号比声音复杂很多，所以它的带宽（范围）也大过音频很多，少说也有0-6MHz。 射频：可以通过电磁波的形式想空中发射，并能够传送很远的距离。射频的范围要宽很多，10k-3THz(1T=1024G)。 电缆的阻抗 本文准备解释清楚传输线和电缆感应的一些细节，只是此课题的摘要介绍。如果您希望很好地使用传输线，比如同轴电缆什么的，就是时候买一本相关课题的书籍。什么是理想的书籍取决于您物理学或机电工程，当然还少不了数学方面的底蕴。 什么是电缆的阻抗，什么时候用到它？ 首先要知道的是某个导体在射频频率下的工作特性和低频下大相径庭。当导体的长度接近承载信号的1/10波长的时候，good o1风格的电路分析法则就不能在使用了。这时该轮到电缆阻抗和传输线理论粉墨登场了。 传输线理论中的一个重要的原则是源阻抗必须和负载阻抗相同，以使功率转移达到最大化，并使目的设备端的信号反射最小化。在现实中这通常意味源阻抗和电缆阻抗相同，而且在电缆终端的接收设备的阻抗也相同。 电缆阻抗是如何定义的？ 电缆的特性阻抗是电缆中传送波的电场强度和磁场强度之比。（伏特/米）/（安培/米）=欧姆 欧姆定律表明，如果在一对端子上施加电压（E），此电路中测量到电流（I），则可以用下列等式确定阻抗的大小，这个公式总是成立： Z = E / I 无论是直流或者是交流的情况下，这个关系都保持成立。 特性阻抗一般写作Z0（Z零）。如果电缆承载的是射频信号，并非正弦波，Z0还是等于电缆上的电压和导线中的电流比。所以特性阻抗由下面的公式定义： Z0 = E / I 电压和电流是有电缆中的感抗和容抗共同决定的。所以特性阻抗公式可以被写成后面这个形式： 其中 R=该导体材质（在直流情况下）一个单位长度的电阻率，欧姆 G=单位长度的旁路电导系数（绝缘层的导电系数），欧姆 j=只是个符号，指明本项有一个+90'的相位角（虚数） π=3.1416
TCSC的基频阻抗特性分析与仿真 0.引言 串联补偿在电力系统中的应用历史非常悠久,最早可以追溯到1928年前后,纽约电网33kv系统曾采用串联电容补偿来实现潮流均衡;1950年,在瑞典的一个23OkV电网中首次应用串联补偿装置来提高输电系统的传输能力。此后,串联电容补偿成为远距离输电中增大传输容量和提高稳定性的重要手段而得到大力的发展和广泛的应用。 采用串联补偿可以改变传输线的等效阻抗或在线路中串入补偿电压,方便地调节系统的有功无功潮流,从而有效地控制电力系统的电压水平和功率平衡。因此,在线路上采用串联补偿能更好地实现潮流控制,提高系统的电压稳定性、暂态稳定性和振荡稳定性,抑制次同步谐振。 在考虑远距离、大容量输电经济性的时候,采取串联电容补偿策略往往是必然选择。而TCSC常被用于抑制由串补电容引起的系统次同步振荡,它所产生的无功功率,随着线路负荷增加而增加且可以在负荷变化的全范围内进行调节;线路传输相同的功率,串联补偿较并联补偿而言,所需的无功功率增量要小;就抑制次同步振荡而言,TCSC具有较大优势。输电线路接入串联电容补偿可以抵消部分线路电感,等效缩短线路电气距离,相当于为负载提供一个电压特性“很硬”的电压源。 1.TCSC的结构 晶闸管控制串联电容器基本的、概念性的TCSC模块由一个容抗固定的电容器与一个晶闸管控制的电抗器并联而成。。TCSC补偿方案的基本思路是通过改变晶闸管的触发角来调节并联支路的等效电感,进而达到控制TCSC等效阻抗的目的。
图1 TCSC主要由四个元器件组成:电力电容器C,旁路电感L,两个反相并联大功率晶闸管SCR。实际装置中还包括保护用的金属氧化物压敏限压器MOV,旁路断路器等金属氧化物可变电阻器(MOV),本质上为一个非线性电阻器, 跨接在串联电容器上,用以防止电容器上发生高的过电压。MOV不但能限制电容器上的电压,而且能使电容器保持接入状态,即使在故障情况下也是如此,从而有助于提高系统的暂态稳定性。跨接在电容器上的还有一个断路器CB,用以控制电容器是否接入线路。 2.TCSC的运行原理 TCSC通过对触发脉冲的控制,改变晶闸管的触发角a,即可改变由其控制的电感支路中电流的大小,因而可以连续改变总的等效电抗,也即使线路的串补程度连续的变化。对TCSC功能的理解可以通过分析一个由固定电容器(C)和可变电抗器(L)相并联的电路的行为来获得,如图所示 图2 该LC并联电路的等效阻抗Ze。可以表达为:
竭诚为您提供优质文档/双击可除元件阻抗特性测定实验报告 篇一：电路基础实验实验十一_R、L、c元件阻抗特性的测定 实验十一R、L、c元件阻抗特性的 测定 实验成员：班级：整理人员： 实验十一R、L、c元件阻抗特性的测定 一、实验目的 1．验证电阻，感抗、容抗与频率的关系，测定R~f，xL~f 与xc~f特性曲线。2．加深理解R、L、c元件端电压与电流间的相位关系。 二、原理说明 1．在正弦交变信号作用下，电阻元件R两端电压与流过的电流有关系式 u?RI 在信号源频率f较低情况下，略去附加电感及分布电容的影响，电阻元件的阻值信号源频率无关，其阻抗频率特性
R~f如图9-1。 如果不计线圈本身的电阻RL，又在低频时略去电容的影响，可将电感元件视为电感，有关系式 ? ? ?? u L ? jxI感抗x L L ?2?fL 感抗随信号源频率而变，阻抗频率特性xL~f如图9-1。 在低频时略去附加电感的影响，将电容元件视为纯电容，有关系式 u ? c ?? jx c
I容抗 ? xc? 12?fc 容抗随信号源频率而变，阻抗频率特性xc~f如图 9-1. c f 图9-1 图9-2 2．单一参数R、L、c阻抗频率特性的测试电路如图9-2所示。 途中R、L、c为被测元件，r为电流取样电阻。改变信号源频率，测量R、 L、c元件两端电压uR、uL、uc，流过被测元件的电流则可由r两端电压除以r得到。 3．元件的阻抗角（即相位差φ）随输入信号的频率变化而改变同样可用实验方法测得阻抗角的频率特性曲线φ ~f。 用双踪示波器测量阻抗角（相位差）的方法。 将欲测量相位差的两个信号分别接到双踪示波器YA和Yb两个输入端。调节示波器有关旋钮，使示波器屏幕上出现
什么叫传输线的特性阻抗? 传输线特性阻抗基知识 传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟，在这里，我们主要讨论特性阻抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传输线的分布参数通常用单位长度的电感L和单位长度的电容C以及单位长度上的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数，给定某一种传输线，这些参数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输线的一系列重要特性。 一个传输线的微分线段可以用等效电路描述如下： 传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示： 从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就是微分线段的特性阻抗。 传输线可等效为：
Z0 就是传输线的特性阻抗。 Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。 传输线分类 当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB 迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。 单端传输线路 下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。
单端传输线是连接两个设备的最为常见的方法。在上图中，一条导线连接了一个设备的源和另一个设备的负载，参考（接地）层提供了信号回路。信号跃变时，电流回路中的电流也是变化的，它将产生地线回路的电压降，构成地线回路噪声，这也成为系统中其他单端传输线接收器的噪声源，从而降低系统噪声容限。 这是一个非平衡线路的示例，信号线路和返回线路在几何尺寸上不同 高频情况下单端传输线的特性阻抗（也就是通常所说的单端阻抗）为： 其中：L为单位长度传输线的固有电感，C为单位长度传输线的固有电容。 单端传输线特性阻抗与传输线尺寸、介质层厚度、介电常数的关系如下：与迹线到参考平面的距离（介质层厚度）成正比 与迹线的线宽成反比 与迹线的高度成反比 与介电常数的平方根成反比 单端传输线特性阻抗的范围通常情况下为25Ω至120Ω，几个较常用的值是28Ω、33Ω、50Ω、52.5Ω、58Ω、65Ω、75Ω。 差分传输线路 下图为典型的差分（通常称为平衡式）传输线电路。 差分传输线适用于对噪声隔离和改善时钟频率要求较高的情况。在差分模式中，传输线路是成对布放的，两条线路上传输的信号电压、电流值相等，但相位（极性）相反。由于信号在一对迹线中进行传输，在其中一条迹线上出现的任何电子噪声与另一条迹线上出现的电子噪声完全相同（并非反向），两条线路之间生成的场将相互抵消，因此与单端非平衡式传输线相比，只产生极小的地线回路噪声，并且减少了外部噪声的问题。 这是一个平衡线路的示例-- 信号线和回路线的几何尺寸相同。平衡式传输线不会对其他线路产生噪声，同时也不易受系统其他线路产生的噪声的干扰。 差分模式传输线的特性阻抗（也就是通常所说的差分阻抗）指的是差分传输线中两条导线之间的阻抗，它与差分传输线中每条导线对地的特性阻抗是有区别的，
特征阻抗，又称为特性阻抗，它是在甚高频、超高频范围的概念。那什么是特征阻抗呢？在信号的传输过程中，在信号沿到达的地方，信号线和参考平面（参考平面指的是电源平面或者是地平面）之间由于电场的建立，就会产生一个瞬间的电流，如果传输线是各向同性的，那么只要信号在传输，就会始终存在一个电流I，而如果信号的输出电平为V，则在信号传输过程中传输线就会等效成一个电阻，大小为V/I，我们把这个等效的电阻称为传输线的特征阻抗（Characteristic Impedance）Z. 那么这个定义如何去理解？首先，必须明白特征阻抗跟线的阻抗的区别，特征阻抗属于传输线的概念，指的是传输线上点的阻抗，而线的阻抗（一般称为电阻）是对与直流而言的；其次传输线又分为微带线和带状线，微带线是指只有一个参考平面的传输线，带状线是指有两个参考平面的传输线；最后特征阻抗是对交流信号而言，对直流信号来说传输线的电阻并不是Z，而是远远小于这个 值（也就是所说的直流电阻）。 特征阻抗的意义在于什么呢？信号在传输的过程中，如果传输线上的特征阻抗发生变化，信号就会在阻抗不连续的结点上产生反 射，后果就是EMI有问题，信号不完整。 特征阻抗的计算比较复杂，一般是采用专门的就算软件。业界用的比较多的Polar Si系列（一般的PCB公司采用） 1.单端特征阻抗的计算 参数说明如下（单位是mil，特殊参数取标准常数）： H1：是指示顶层的厚度，也就是说第二层到第一层的距离，一般来说这个有PCB公司决定，4mil是用的比较多的。4点多mil 都是可以的。 Er1：是指板材的介质常数，对于FR-4来说，一般为4.2-4.4。 T1：是指铜薄的厚度，一般用mil来表示。定义是这样的，一OZ（盎司）的铜铺在一平方英寸所形成的铜薄厚度。它们的具体 转化如下 OZ 1/4 1/2 1 2 3 4 mil 0.36 0.7 1.4 2.8 4.2 5.6 W1和W2：是指传输线的线宽，而它为什么不一样呢？因为在PCB的制作过程中是从上到下腐蚀的，因此有梯形的感觉，一般来 说取W2=W-0.5,W1=2+0.5(W是原始传输线的宽度)。 CEr：是指绿漆的介电常数，一般来说取3.5-3.8。 C1和C2：是指绿漆的厚度，一般取1左右。 参数都明白意思了，要计算特征阻抗那就是很容易的一件事情了。 2.差分特征阻抗的计算 差分特征阻抗是指差分线的差分阻抗，计算的方法跟单端的基本上一样，只不过多了一线间距离S。 3.常用的传输线特征阻抗 差分阻抗单端阻抗 HDMI 100 ohms+/-10% 50 ohms+/-10% USB 90 ohms+/-10% 42-78 ohms+/-10% DDR NC 60 ohms+/-10%
实验十 RLC 电路的阻抗频率特性分析 一实验目的 1、掌握交流电路中电阻、电容和电感的阻抗与频率的关系。 2、加深理解三个元件的电压与电流相位关系。 3、观察RLC 串联谐振现象，了解谐振电路特性，加深其理论知识的理解。 二 实验原理 1、R 、L 、C 元件的阻抗频率特性 正弦交流信号包含最大值、频率和初相位，在正弦稳态交流电路中，通过元件的电流有效值和加于该元件两端电压有效值之间的关系U =f （I ），称为元件的交流伏安特性，每个元件不仅讨论电压、电流有效值关系，还要观察两者相位之间的关系。 线性电阻欧姆定律的相量形式为：U RI = 。说明电阻两端电压的有效值与流过电流的有效值成正比，R 大小与频率无关，相位差为0，即同相位。 （2）电容 线性电容电压电流关系的相量形式为：1U j I C ω=- 。表明电容两端电压有效值与流过电流有效值关系为1 U I C ω=，相位差为-90 ，即电流超前电压90度。 （3）电感 线性电感的电压电流关系的相量形式为：U j LI ω= 。说明电感两端电压的有效值与流过电流的有效值关系为U LI ω=，相位差为90 ，即电压超前电流90度。 正弦稳态电路中，RLC 元件的阻抗频率特性曲线如图10-1所示。 图10-1 R 、L 、C 元件的阻抗频率特性曲线
RLC串联电路中，当正弦交流信号源的频率f改变时，电路中的感抗、容抗随之而变，电路中的电流I也随频率f而变。交流电压 S U（有效值）的角频率 为ω，则电路的阻抗为 1 () Z R j L C ω ω =+-， 阻抗的模：Z= 阻抗的幅角 1 arctan L C R ω ω ? - =，即该电路总电压与电流的相位差。 图10-3（a）、（b）分别为RLC串联电路的阻抗、相位差随频率的变化曲线。 图10-3（a）z f -曲线图10-3（b）f ?-曲线 由曲线图可以看出，存在一个特殊的频率 f，特点为： （1）当 f f <时，0 ?<，电流相位超前于电压，整个电路呈电容性； （2）当 f f >时，0 ?>，电流相位滞后于电压，整个电路呈电感性； （3）当 1 L C ω ω -=时，即 ω= f=时，阻抗Z R =，此时0 ?=，表明电路中电流I和电压U同相位，整个电路呈现纯电阻性。
正弦交流电路中的阻抗和频率特性研究 1、实验目的 1）加深对正弦交流电路的KVL 定律认识。 2）学习正弦交流电路中阻抗的测量方法。 3）掌握L c X X 、阻抗频率特性测量方法。 2.实验原理及步骤 （1）测量阻抗 1）用“向量法”测量空心电感线圈两端的阻抗Lr Z ，如图3-1所示，r 是电感线圈的直流电阻。输入电压的频率在200~300Hz 中任选两个，分别测量计算。 测量出R U 、Lr U 的值，选取R U 作为参考相量，做出回路的向量图。相量图如图3-2所示。显然，θ满足Lr R Lr R U U U U U 2cos 2 2 2-+=θ。通过计算θ从而求出L U 、r U 的 值进而可求出电阻电感值。 2）按下图所示电路，从a ，b 端口用“向量法”测量内带电容的阻抗ab Z ，输入电压的频率在1~3kHz 中任选两个，分别测量计算。 Lr U U R U θ r U U 图3-2 电感阻抗测量电路向量图 图3-1 测量阻抗电路原
测量出R U 、Cr U 以及I 的值，选取Cr U 为参考相量，作出由回路的向量图。相量图如图3-4所示,同理，通过求出θ角可得到电容阻抗值。 （2）测量频率特性 测量L X 、C X 阻抗频率特性，做频率特性曲线。 1）点测—L X f 特性。自选电感（L ：50~400mH ）与电阻R 串联（R ：200Ω~1k Ω）自拟表格，做—L X f 特性曲线（f 从50Hz~3kHz ）。 2）点测—C X f 特性。自选电容（C ：0.1~2μF ）与电阻R 串联（R ：200Ω~1k Ω）自拟表格，做—C X f 特性曲线（f 从50Hz~3kHz ）。 （3）观察电压、电流相位关系 如图3-5、3-6所示，用示波器分别观察下面电感、电容中电压、电流相位。 图3-5 电感阻抗测量电路 I U 图3-2 电容阻抗测量电路向量图 图3-3 电容阻抗测量电路原理图 R Cr U 2+ -
R、L、C元件阻抗特性的测定 一、实验目的 1、验证电阻，感抗、容抗与频率的关系，测定R～f , X L～f与X C～f特性曲线。 2、加深理解R、L、C元件端电压与电流间的相位关系。 二、原理说明 1、在正弦交变信号作用下，电阻元件R两端电压与流过的电流有关系式U=R I 在信号源频率f较低情况下，略去附加电感及分布电容的影响，电阻元件的阻值与信号源频率无关，其阻抗频率特性R～f如图16-1。 如果不计线圈本身的电阻R L，又在低频时略去电容的影响，可将电感元件视为纯电感，有关系式U L= X L j I 感抗X L=2πfL 感抗随信号源频率而变，阻抗频率特性X L～f如图16-1。 在低频时略去附加电感的影响，将电容元件视为纯电容，有关系式 U C=－j X C I 容抗X C=1/2πfc 容抗随信号源频率而变，阻抗频率特性X C～f如图16-1 2、单一参数R、L、C阻抗频率特性的测试电路如图16-2所示。 图中R、L、C为被测元件，r为电流取样电阻。改变信号源频率，测量R、L元件两端电压U R、U L、U C，流过被测元件的电流则可由r两端电压除以r得到。 (1)元件的阻抗角（即相位差φ）随输入信号的频率变化而改变，同样可用实验方法测得阻抗角的频率特性曲线φ～f。 (2)用双踪示波器测量阻抗角（相位差）的方法、 将欲测量相位差的两个信号分别接到双踪示波器Y A和Y B两个输入端。调节示波器有关旋钮，使示波器屏幕上出现两条大小适中、稳定的波形，如图16-3所示，荧光屏上得不平方向一个周期占n格，相位差m格，则实际的相位差φ（阻抗角）为φ=m×(360o / n)
高速设计领域一个越来越重要也是越来越为设计工程师所关注议题就是受控阻抗的电路板设计以及电路板上互联线的特征阻抗。然而，对于非电子的设计工程师来说，这也是一个最容易混淆也最不直观的问题。甚至很多的电子设计工程师对此也同样感到困惑。这篇资料将对特征阻抗作一个简要而直观的介绍，希望帮助大家了解传输线最基本的品质。什么是传输线？什么是传输线？两个具有一定长度的导体就构成传输线。其中的一个导体成为信号传播的通道，而另外的一个导体则构成信号的返回通路（在这里我们提到信号的返回通路，实际上就是大家通常理解的地，但是为了叙述的方便，暂且忘掉地这一概念。）。在一个多层的电路板设计中，每一个PCB互联线都构成传输线中的一个导体，该传输线都将临近的参考平面作为传输线的的第二个导体或者叫做信号的返回通路。什么样的PCB互联线是一个好的传输线呢？通常如果在同一个PCB互联线上特征阻抗处处保持一致，这样的传输线就成为高质量的传输线。什么样的电路板叫做受控阻抗的电路板？受控阻抗的电路板是指PCB板上所有传输线的特征阻抗符合统一的目标规范，通常是指所有传输线的特征阻抗的值在25Ω到70Ω之间。从信号的角度来考察考虑特征阻抗最行之有效的办法是考察信号沿着传输线传播时信号本身看到了什么。为简化问题的讨论起见，假定传输线为微波传输带（microstrip）类型，并且信号沿传输线传播时传输线各处的横断面保持一致。给该传输线加入幅度为1V 的阶跃信号。阶跃信号是一个1V的电池，由前端接入，分别连接在信号线和返回通路之间。在接通电池的瞬间，信号电压波形将以光速在电介质中行进，速度通常约为6英寸/ns（信号为什么行进如此快速，而不是接近电子传播的速度大约1cm/s，这是另外一个话题，这里不做进一步介绍）。当然在这里信号仍然具有常规的定义，信号定义为信号线与返回通路上的电压差，总是通过测量传输线上任何一点与之临近的信号返回通路之间的电压差值来获得。信号沿传输线方向以6英寸/ns的速度向前传输。在传输的过程中信号会遇到什么样的情况呢？在最开始的10ps时间间隔内，信号沿传输线方向行进了0.06英寸的距离。假定锁定时间在这一时刻，来考虑传输线发生的情况。在行进的这一段距离上，信号的传输为这一段传输线和相应临近的信号返回通道之间建立起了稳定的幅度为1V的常量信号。这意味着在行进的这一段传输线和对应的返回路径上已经积聚起了额外的正电荷和额外的负电荷来建立这一稳定的电压。也正是这些电荷的差异在这两个导体之间建立并维持了一个稳定的1 V 电压信号，而导体之间稳定的电压信号就为两个导体之间建立了一个电容。传输线上位于这一时刻信号波前后面的传输线段并不清楚会有信号要传播过来，因而仍然维持信号线同返回通路之间的电压为零。在接下来的10ps时间间隔内，信号又会沿传输线行进一定的距离，信号继续传播的结果是又会在另一段长度为0.06英寸的传输线段同对应的信号返回通路之间的建立起1V的信号电压。而为了做到这一点，必须为信号线注入一定量的正电荷，同时为信号的返回通路注入同等数量的负电荷。信号沿传输线每传播0.06英寸的长度，都会有更多的正电荷注入该信号线，也会有更多的负电荷注入信号返回通路。每隔10ps时间间隔，就会有另外一段传输线被充电到1 V，同时信号也会沿传输线方向继续向前传播。这些电荷从何而来？答案是来自信号源，也就是我们用来提供阶跃信号、连接在传输线前端的电池。随着信号在传输线上的传播，信号不断地为传播经过的传输线段充电，确保信号传输过程中所到之处信号线与返回路径之间建立并维持起1 V的电压。每隔10ps时间间隔，信号会在传输线上传播一定的距离，并且从电源系统中汲取一定数量的电荷δQ。电池在一段时间间隔δt内的向外提供一定数量的电荷δQ，就形成了恒定的信号电流。正的电流会从电池流入信号线，而与此同时同样大小的负电流会流经信号的返回路径。流经信号返回通路的负电流同流入信号线的正电流大小完全一致。而且，就在信号波前的位置，AC电流流经由信号线和信号返回通路构成的电容，完成了信号环路。传输线的特征阻抗从电池的角度来看，一旦设计工程师将电池的引线连入传输线的前端，就总有一个常量值的电流从电池中流出，并且保持电压信号的稳定不变。也许有人会问，是什么样的电子元器件具有这样的行为？加入恒
实验五 R 、L 、C 元件阻抗特性的研究 一、实验目的 1.验证电阻、感抗、容抗、与频率的关系，测定R~f 、L X ~f 及C X ~f 特性曲线。 2.加深理解R 、L 、C 元件端电压与电流间的相位关系。 二、原理说明 1. 在正弦交变信号作用下，R 、L 、C 电路元件在电路中的抗流作用与信号的频率有关，它们的阻抗频率特性R~f ，L X ~f ，C X ~f 曲线如图1所示。 图1 图2 2. 单一参数R 、L 、C 阻抗频率特性的测量电路如图2所示。R=1K Ω，r=200Ω，C=1uF ，L=10mH 等取自《二阶电路动态过程的研究》单元中的部分元件。 图中R 、L 、C 为被测元件，r 为电流取样电阻。改变信号源频率，测量R 、L 、C 元件两端电压R U 、L U 、C U ，流过被测元件的电流可由r 两端电压除以r 得到。 3. 元件的阻抗角（即相位差φ）随输入信号的频率 变化而改变，将各个不同频率下的相位差画在以频率f 为横坐标、阻抗角φ为纵坐标的坐标纸上，并用光滑的曲线连接这些店，即得到阻抗角的频率特性曲线。 用双踪示波器测量阻抗角的方法如图3所示。从荧光屏上数得一个周期站n 格，相位差占m 格，则实际的相位差φ（阻抗角）为 n 360m ?=φ
三、实验内容 1. 测量R 、L 、C 元件的阻抗频率特性 通过电缆线将函数信号发生器输出的正弦信号接至如图2电路，作为激励源u ，并用交流毫伏表测量，使激励电压的有效值为U=3V ，并在实验过程中保持不变。 使信号源的输出频率从200Hz 逐渐增至5KHz 左右，并使端点S 分别接通R 、L 、C 三个元件，并用交流毫伏表分别测量R U 、r U ；C U ，r U ；L U 、r U ，并通过计算得到各频率点时的R 、 L X 与C X 之值，记入附表中。 注意：在接通C 测试时，信号源的频率应控制在200~2500Hz 之间。 2. 用双踪示波器观察RL 串联和RC 串联电路在不同频率下的阻抗角的变化情况，按图3记录n 和m ，算出 ，自拟表格记录之。
射频同轴连接器特性阻抗的计算 文章介绍了射频同轴连接器特性阻抗的计算方法之一，快速简便的获得阻抗值，方便采购与检验等环节。 标签：同轴连接器；射频转接器；特性阻抗；阻抗匹配 1 前言 微波技术在新世纪得到更广泛的发展，作为微波技术的重要器件射频同轴连接器显得至关重要，选择匹配的连接器可以提高系统的性能。而作为选择连接器的重要因素，阻抗匹配显得很重要，了解和掌握阻抗的计算方法可以一定程度的保证器件选择、产品进货检验等。 2 射频同轴连接器简介 用于射频同轴馈线系统的连接器通称为射频同轴连接器。 射频同轴连接器按连接方式分类为：螺纹式连接器，卡口式连接器，推入式连接器，推入锁紧式连接器。 常用的射频同轴连接器有SMA型、SMB型、SSMB型、N型、BNC型、TNC型等。 射频同轴连接器电气性能方面包括特性阻抗、耐压、最高工作频率等因素，特性阻抗是连接器与传输系统及电缆的阻抗匹配，是选择射频同轴连接器的主要指标，阻抗不匹配会导致系统性能的很大下降。通过计算的阻抗来选择匹配的连接器，方便采购、检验及设计。利用射频同轴连接器的结构尺寸计算其阻抗值的方法，快速简便。 3 射频同轴连接器特性阻抗的计算 射频同轴连接器的特性阻抗主要依据其外导体的内直径和内导体的外直径以及和填充的介质共同决定的。如图1所示 3.3 实例2 BNC 型连接器的特性阻抗： BNC 型连接器使用于低功率，按特性阻抗分为50Ω和75Ω两种。不同于其它类型连接器的特点是50Ω与75Ω的内导体与外导体的尺寸一样，构成特性阻抗不同的区别在是否填充介质，也就是说有一种阻抗的连接器的填充是空气。75Ω特性阻抗的连接器没有填充介质，即空气介质（εr=1）。50Ω特性阻抗的在
对特性阻抗的一种浅显易懂的解释 抽象又复杂的数位高速逻辑原理，与传输线中方波讯号的如何传送，以及 如何确保其讯号完整性（Signal Integrity），降低其杂讯（Noise）减少之误动 作等专业表达，若能以简单的生活实例加以说明，而非动则搬来一堆数学公式与 难懂的物理语言者，则对新手或隔行者之启迪与造福，实有事半功倍举重若轻之 受用也。 然而，众多本科专业者，甚至杏坛为师的博士教授们，不知是否尚未真正进 入情况不知其所以然？亦或是刻意卖弄所知以慑服受教者则不得而知，或是二者 心态兼有之！坊间大量书籍期刊文章，多半也都言不及义缺图少例，确实让人雾 里看花，看懂了反倒奇怪呢！ 笔者近来获得一份有关阻抗控制的简报资料，系电性测试之专业日商HIOKI 所提供。其内容堪称文要图简一看就懂，令人爱不释手。正是笔者长久以来所追 求的境界，大喜之下乃征得原著“问港建”公司的同意，并经由港建公司廖丰莹 副总的大力协助，以及原作者山崎浩（Hiroshi Yamazaki）及其上司金井敏彦（Toshihiko Kanai）等解惑下，得以完成此文，在此一并感谢。并欢迎所有前辈先进们，多 多慨赐类似资料嘉惠学子读者，则功在业界善莫大焉。 一 .将讯号的传输看成软管送水浇花 1.1 数位系统之多层板讯号线（Signal Line）中，当出现方波讯号的传输时，可将之假想成为软管（hose）送水浇花。 一端于手握处加压使其射出水柱，另一端接在水龙头。当握管处所施压的力道恰 好，而让水柱的射程正确洒落在目标区时，则施与受两者皆欢而顺利完成使命， 岂非一种得心应手的小小成就？ 1.2 然而一旦用力过度水注射程太远，不但腾空越过目标浪费水资源，甚至 还可能因强力水压无处宣泄，以致往来源反弹造成软管自龙头上的挣脱!不仅任 务失败横生挫折，而且还大捅纰漏满脸豆花呢！ 1.3反之，当握处之挤压不足以致射程太近者，则照样得不到想要的结果。 过犹不及皆非所欲，唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜。 1.4 上述简单的生活细节，正可用以说明方波（Square Wave）讯号（Signal）在多层板传输线（Transmission Line，系由讯号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进行的快速传送。 此时可将传输线（常见者有同轴电缆Coaxial Cable，与微带线Microstrip Line或带线Strip Line等）看成软管，而握管处所施加的压力，就好比板面上“接受端”（Receiver） 元件所并联到Gnd的电阻器一般（是五种终端技术之一，请另见TPCA会刊第13 期“内嵌式电阻器之发展”一文之详细说明），可用以调节其终点的特性阻抗（Characteristic Impedance），使匹配接受端元件内部的需求。 二. 传输线之终端控管技术（Termination） 2.1由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅行而到达终点，欲进入接受元件 （如CPU或Meomery等大小不同的IC）中工作时，则该讯号线本身所具备的“特 性阻抗”，必须要与终端元件内部的电子阻抗相互匹配才行，如此才不致任务失 败白忙一场。用术语说就是正确执行指令，减少杂讯干扰，避免错误动作”。一
实验七 RLC 元件阻抗特性的测定 一、实验目的 (1) 研究电阻，感抗、容抗与频率的关系，测定它们随频率变化的特性曲线； 二、实验设备 (1) (2) 交流电压 (3) 实验箱 三、预习与思考题 (1) 如何用交流毫伏表测量电阻R 、感抗XL 和容抗XC ？它们的大小和频率有何关系？ 四、原理说明 (1) 单个元件阻抗与频率的关系 对于电阻元件，根据?∠=0R R R I U ，其中R I U =R R ，电阻R 与频率无关； 对于电感元件，根据 L L L j X I U = ，其中fL X I U π2L L L ==，感抗X L 与频率成正比； 对于电容元件，根据C C C j X I U -= ，其中 fC X I U π21 C C C ==，容抗X C 与频率成反比。 测量元件阻抗频率特性的电路如图7-1示，图中的r 是提供测量回路电流用的标准电阻，流过被测元件的电流(I R 、I L 、I C )则可由r 两端的电压U ｒ除以r 阻值所得，又根据上述三个公式，用被测元件的电流除对应的元件电压，便可得到R 、X L 和X C 的数值。 图15-1 图7-1
五、实验内容 (1) 测量R 、L 、 C 实验电路如图7-1示，图中：r ＝200Ω，R ＝1k Ω，L ＝10ｍH ，C ＝0.1μF 。选择信号源正弦波输出作为输入电压u ，调节信号源输出电压幅值，并用交流毫伏表测量，使输入电压ｕ的有效值U ＝2V 用导线分别接通R 、L 、C 三个元件，调节信号源的输出频率，从1kHz 逐渐增至20kHz （用频率计测量），用交流毫伏表分别测量U R 、U L 、U C 和U r ，将实验数据记入表7-1并通过计算得到各频率点的R 、X L 和X C 。 六、实验报告要求（请在下面的空白页中完成，上面已有的表格除外） (1) 回答预习思考题； (2) 根据表7-1验数据，定性画出R 、L 、C 串联电路的阻抗与频率关系的特性曲线，并 分析阻抗和频率的关系。