单位的项目需要一个开关电源，而产品空间的设计又导致无法使用市售的成品电源，于是我就领到了这个设计开关电源的任务。
这个任务的内容是设计一款220V AC网电源输入，带有5V500mA，12V6A输出的隔离式开关电源，对效率、纹波等其他的要求不高。
1、电源的主回路
1.1什么样的电路是单端反激
如图一所示的电路构成的电源电路就是常说的单端反激开关电源。
基本工作原理
简单说就是当Q1开通时，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经D1整流、C2滤波后供负载使用。（插基本原理示意图）
1.2单端反激电源的优点
首先这个结构是与网电隔离的（国外的资料一般叫离线式）安全性好；这种结构相对简单，比较好做；
通过改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整；
1.3单端反激电源的限制
最大的限制就是输出功率咯，一般就是几十瓦或者百来瓦。有这个限制的原因是这种电路结构的输出功率取决于通过变压器原边的电流峰值，而这个峰值跟原边的电感量（还有开关频率、占空比等其他因素），如果想把电源的功率做的很大，那么变压器的电感量会小到跟分布参数接近，最后没办法成功的绕出一个合适的变压器来。
所以在设计电源一开始的时候，应该对要设计的电源功率有一个规划，资料上的说法是如果设计功率在100W以内那么可以采用单端反激的结构，否则应该考虑单端正激的结构。
这一次我要设计电源大概是80瓦的，所以我选择了单端反激的结构。
另一个限制是占空比，单端反激的结构中，开关信号的占空比一般不超过45%。这是因为在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为：
其中q表示占空比。
从公式中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT）找到耐压超过800V的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎所以的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。
虽然现在功率MOSFET已经有1000V的，而IGBT的耐压则有上万伏的，但是那样的管子仍然比较贵，不应该是100来瓦的小电源应该考虑的，从这个角度上，仍然遵从这个占空比小于45%的概念（这里一个重要概念就是，单端反激结构限制占空比的是开关管的耐压，而不是像单端正激是变压器的磁复位。所以在低压的单端反激系统中，完全可以提高占空比到更高的数值。）
2、 PWM控制芯片
开关电源的控制核心是PWM控制芯片，这个芯片有很多选择，这一次选择的是UC3844B芯片 8脚DIP封装的，这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。
为了后面的方便先对这款芯片来个介绍。首先说说这个系列：
大概有uc184x/284x/384x三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，uc184x是军用的，uc284x是工业级的，uc384x是商品级的。
在同一级别里，分别有2、3、4、5四个型号,比如uc384x
下面是这个芯片的框图：
芯片的功能
芯片根据外部的定时电阻、电容所确定的频率，输出一个占空比不大于50%的方波用于驱动开关管工作。输出的驱动波形的占空比受反馈电压引脚和电流取样引脚的双重控制。
芯片的功能很好很强大，这短短的几句话又如何真正涵盖所以的内容，所以我要结合上面面的框图和引脚功能的简单介绍，慢慢白话。
3、原理图设计
在选择好控制芯片和主回路拓扑结构以后开始进入原理图设计阶段。
3.1电源输入部分
首先是电源输入部分，一个最基本的概念就是开关电源本质上是将直流变换到直流的，所以网电的220AC并不能直接用于变换，必须加上整流和滤波，这里用了简单的桥式整流和一个220uF/450V的铝电解电容。
整流桥的选择主要是电流和耐压，很容易可以选择到合适的型号。
这里要多提一句的是电解电容的容量，多数情况下我身边的同事会取一个“肯定够”的
容量，继续追问如何判断“肯定够”时往往得不到准确的答案，所以我稍微简单地对这个电容的取值进行计算，以期说明如何选择合适的电容量。
首先，这个计算的原理是这样的，由于输入电压是波动的，桥式整流后输出的是连续正半周的正弦波，我们假设前一个正弦波下降到某个值，例如250V，反激电源即便以限定的最大占空比也无法保证输出电压的稳定时，作为电压的极限值，而直到下一个正弦波上升到这个值以上时，才会由整流桥的输出供电，而这期间，要依靠电容的放电来保证电路的正常工作，电容量必须要满足这一要求。
但是如果真的进行计算就会发现要用到三角函数等等，计算会很麻烦，为了简化，做以下简化模型：
电容上的电压在输入电压峰值到来的瞬间被充到峰值电压，此后后面电路消耗的电能全部由电容供给。
现在具体计算：
我这个电源要求满足AC220±22V的电压波动，那么在整流后，最小的输入电压（峰值）就是：
（220-22）*1.414=280V
那么在电路部分的实际设计中我还要为这个值留一个波动的裕量，所以我要设计的电源在输入250V时仍能正常工作；那么电容上电压的波动就是280-250=30V；
接下来我要确定电容充电间隔时间，根据上面的模型可以知道这个值是10ms：然后计算后面电路消耗的电流。关于开关电源的第一个重要公式：
Ipk:原边电流峰值（A） P：电源功率（W） q：占空比最大值
V：输入电压最小值（V）
按这个公式计算出原边电流的峰值，其中电源功率算100W（我觉得80%的效率挺好的），占空比0.45，电压250V，那么电流峰值就是1.78A。
这里再次简化模型以避免积分运算，以峰值电流的一半代替平均电流计算，再考虑占空比只有45%，那么电流就还要再小一倍，得出放电电流大约是：1.78/4=0.445A。在10ms内以0.445A放电，可以放掉的电荷量：
0.445*0.01=4.45*10-3（C）[这个C不是要版权的意思，是电量单位库仑] 那么:
不过考虑到铝电解电容20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，这里我选择220uF的电容。
在大功率的电源里，这个电容的存在会影响电源的功率因数，所以有的电源设计里在电容前会加上一个电感来修正功率因数，称为PFC（Power Factor Correction，功率因数校正），这个概念相当于用电感和电容构成一个串联谐振电路，使这个回路对50Hz的频率谐振，从而对外呈现纯电阻性质的负载，而不影响功率因数。不过我这个小电源里就不管这一套了。
再说一说电源滤波的问题，在多数电源里会加一组由安规电容及共轭滤波电感构成的滤波系统，此外再加上一些自恢复保险、压敏电阻等组成保护电路，但这里暂时也不管。
3.2PWM芯片的供电回路
首先要解决的就是PWM芯片的供电问题，对于UC3844这款芯片来说，常用的供电电路是这个样子的：
首先是整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组T2接替向芯片供电的任务。
为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。这里首先要看一下一些已知条件：
芯片的工作电压是10～16V，要使芯片开始工作必须使芯片的供电电压达到16V以上；
芯片的一般工作电流是10mA，待机电流是0.5mA（0.5mA是最大值，标准值是0.3mA）；芯片的最大工作电压是36V；
芯片内部有一个36V的稳压二极管，齐纳电流是20mA；
先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在30mA的电流下不能超过36V。假设电源电压是220+10%，则整流滤波后的直流电压是342V，则电阻值R的取值就是：
也就是说电阻的取值最小不能小于10K；
接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的16V，也就是说供电电流大于0.5mA时芯片仍能得到16V的电压。假设电源电压是220-10%，则整流滤波后的直流电压是198V，则电阻值R的取值就是：
即电阻的取值应该在10K～364K之间。
上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，假设是12V。即馈电绕组的输出是12V。
那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于12V，则电阻值为：
即理想的电阻阻值应大于33K。
那么这个电阻的阻值选的过大会发生什么情况呢？当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个电阻向芯片电源上的滤波电容C2充电，直到电压达到16V以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容C2有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至你会看到这样一个情况，在为电源接通输入后，电源似乎会沉默一会儿然后才“啪”的一声开始工作。我觉得你不会喜欢发生这种状况，所以这个电阻不宜取得过大。
在我做的这个电源中，我决定把这个电阻选为39K。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设342伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是3瓦，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个1～2瓦的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有
耐压要求的电阻，原因当然不用我做过多的说明，基本上这应该是一个耐压300V的电阻，留出余量以后选用400V的耐压档位是比较理想的。
选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。
首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到16V的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗10mA的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA电流，那么总的电流消耗大致算50mA；而由于软启动（后面再详细说）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在10ms内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在10ms内维持不能跌落到10V以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。
那么在10ms内维持50mA的电流，需要的电量就是：
则电容量要满足：
实际选择100uF，耐压36V的型号，再并联一个0.1uF的无极性的电容减少铝电解电容的ESR较大的影响。
这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。
馈电绕组的整流二极管选用肖特基的，耐压超过36V（超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过100mA即可（几乎所有的二极管都能满足）。
3.3定时电阻和电容
决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个5V的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是1%，而商用级的是2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。
在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个5V电压首先通过定时电阻RT向定时电容CT充电，当CT充电到2.8V时，会触发一个8.3mA的电流源对电容放电，放电到1.2V 时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在3842/3843芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在3844/3845芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每2个“偷吃”掉一个，进而形成最大50%的占空比。
另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。在图的左侧定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。
在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的影响，工作频率只有10～20KHz，而如今已经有工作在数兆赫兹的开关电源。一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在一个正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里，计划的开关频率大约是100KHz，也是就芯片的振荡频率在200KHz上下。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。
在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的灵魂，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。随便决定这两个元件可能会对你的产品造成灾难，比如一般的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移以及阻值、容量随寿命的变化，很可能会出现电源一生产出来就有的能用有的则不能，冷机能用而热机不能，然后发货到全国各地1～2年以后开始出现故障等等悲催的事情。所以要提醒负责采购的人员，这里的电阻要±0.5%～±1%的金属膜电阻（这个档次的电阻一般温度系数也不错），而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB）电容或聚硫化苯（PPS）电容。
3.4开关管驱动部分
开关管的选择需要做一些计算，所以除了这个是个有一定耐压要求的功率MOS管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。
在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，驱动速度一般讲是足够的（50ns@1nF），这里说一下其他的一些部分。
首先是栅极电阻，这个电阻的存在可以抑制由于MOS管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为20欧左右。
此外，通常MOS管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是25V，即便是高耐压的管子这个电压也就30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的VCC引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现36V的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来MOS管门极被击穿的后果，所以通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，我个人更倾向于加一个电压为25V的高速TVS 管，这种TVS管具有比较小的结间电容，从而对MOS管驱动的影响更小一点。
3.5电流采样部分
这款芯片之所以被称为电流控制型的，就是因为它所输出的PWM波形的占空比不光受
到反馈电压的控制，还受到通过变压器原边的电流的控制。这里注意和电压控制型芯片的区别，在电压控制芯片中也许有过流保护的引脚，但输出的PWM波形的占空比并不受到原边电流的控制。
在电流采样部分，通过一个采样电阻，将通过原边的电流值转换为电压值，然后跟电压反馈的误差放大器的输出进行比较，当这个电流值达到误差放大器的输出所限定的电压时，输出驱动MOS管关断。
由于电压反馈的误差放大器的输出送到和电流采样值进行比较的比较器时，这个电压会受到一个1.0V的稳压管的箝位，也就是说，电流采样值最大值应该是1.0V，即变压器原边电流峰值和采样电阻的阻值应该有以下关系：
由于变压器的原边电流跟变压器的设计相关，所以采样电阻先画在这里，具体的阻值留待后面设计变压器时集中计算；
在芯片的数据手册中，还提到这个采样值在送到芯片之前，需要经过一个RC滤波，没问题，也画在电路上，具体的值要等到调试的时候才确定。
3.6保护MOS管的缓冲电路
由于MOS管的耐压实际上足够，这个缓冲电路并不是必须的，但是通常还是要画一套这个电路在上面，会觉得对得起MOS管一些——实际上这个缓冲电路的存在为电源的整体可靠性又争得了一些裕量。
这个电路的基本原理是：当开关管断开的瞬间，会在原边绕组上激起一个反电动势，这个电动势的值前面讲过大概是输入电压的2倍。此时如果电路中存在上面的缓冲电路，这个反电动势会通过二极管加在电容上对电容充电，而后电容上的电能再慢慢地通过电阻释放掉。
因为关系到原边变压器的电感量，这些元件的值留待变压器设计完成后再确定。
回顾一下，我这个电路设计到现在，已经有了不少内容了，看看电路图：
3.7输出侧
输出按要求一共有2组，一组是5V1A，一组是12V6A，基本的输出回路都是一样的，即变压器次级绕组反向端经肖特基二极管整流后输出，整流端直接接个滤波的电容。这部分电路非常简单易于理解。
但是要注意到，因为次级输出电流比较大，匝数比较少，这两组输出很难保持同时调整到合适的数值，所以一般只取其中一组输出的电压作为稳定值，另一组输出用其他方式再调整到合适的值。
我要做的这个产品关心的是12V的电压输出，因此我选择由12V输出反馈电压给PWM 芯片。5V这边先输出个7.5V再通过7805进行稳压给系统使用。
再每组输出上增加一个LED指示电压是否输出。这是设计电路的一个好习惯，可以很直观地对电源的输出有个概念。只要有可能我总是给电路增加个LED指示电压的存在。
3.8电压反馈电路的设计
电压反馈电路是这个电源设计的一个关键环节，在UC3844的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组向芯片提供电压的反馈的，但是我还是希望能够直接从12V电压的输出给芯片提供反馈电压，这样电压的输出就能比较直接地跟踪12V了。
为了实现这个反馈，采用了TL431和PC817这种很典型的设计，具体的电路是这样的：
为了能清楚地看清这个反馈回路，我把芯片内部的误差放大器也画出来。
首先定性地说明这个电路工作的原理，由R3和R7组成电阻分压网络，使TL431的1脚电压与电源输出的电压相关。当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使TL431的1脚上的电压低于2.5V时，TL431开始起作用并在3脚吸入电流，这样光耦PC817的发光管就会亮起来，使得PC817的光敏管一端开始导通流过电流，并在R9上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（RS触发器的R端），这样直到：
输出电压达到12V 或
开关管电流达到限制或
芯片本身限定的占空比的极限
在此之前输出的开关波形都不会关断，MOS管都会处于开通状态。至此完成电压反馈的过程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。
下面是元器件参数的选择：
R3和R7，一般都是R7用精密可调电位器。R3选10K，这个很简单，不要太大也不要太小，而R7的值应该满足这个条件：
用V out=12V，Vref=2.5V（TL431的参考电压），R3=10K代入计算R7=2.63K；为了便于调节，选择5K的精密可调电位器。
下面是R2的值：
TL431正常工作时，3脚的电压总是2.5V，PC817的发光管的导通电压为1.2V，为了让PC817良好工作，应该在正常输出时让PC817的发光端有3mA的电流，这样就可以开始计算：
按E24系列有2.7K的电阻值。
在图上我还画了一个R?电阻，这是因为TL431有两种，一种必须有1mA的偏置电流，而另一种则只需要1uA。如果是用1mA的类型，在输出电压比较低（例如3V）时，可能通过PC817的电流无法满足1mA的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻为TL431提供基本的偏置电流。这个电阻的选择很简单，按1mA的电流去算就可以了。我这个电源是12V，所以实际的电路中不用这个电阻也没有问题。
在PC817的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。这里注意要采用射极电压输出的形式，以便保持反馈电压的相位的正确。
关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在这里加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。这个部分对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必须对反馈环路进行相位补偿以避免发生振荡。
通过数学运算或者电路仿真获得电路的传递函数是非常困难的，我不认为我能够完成这个任务。可行的方法是用网络分析仪进行开环、闭环的实际测量，例如安捷伦就出这种仪器。不过我不会为了做个百来瓦的小电源去跟老板提买台近10万元的设备的。我的方式是电源出来以后，通过更换不同值的电容直到电路在各种条件下都不振荡……穷苦人啊。
除了这种补偿形式，还有其他的两种补偿方式，可以在各种开关电源的书籍上找到，但是我这里用这种补偿就挺好的了。 3.9软启动
最后，我要给电源加上一个绝对必要的保护手段：软启动。将下图连接到芯片的1脚将使电源获得软启动的功能。
芯片输出的开关波形受到芯片1脚上电压的限制，将这个电路连接到1脚后，1脚上的电压就被C21上的电压所箝位。C21是在芯片开始工作，有了参考电压输出以后再通过一个1MΩ的电阻充电，这样直到C21上的电压达到4.1V之前，都会对芯片的开关波形有影
响。
例如上面电路C21充电到4.1V用时大约是80ms，也就是说电源的输出是在80ms内平稳上升的，这样可以避免在电源刚开始工作时，由于没有电压反馈，而造成芯片以大占空比工作而导致的输出过冲；此外如果负载短路使得芯片保护而Vref消失，此时C21通过电容D10迅速放电，并在Vref恢复后再次开始软启动的过程。这样在负载短路时电路就会处于所谓的“打嗝”状态而受到保护。
至此电源的原理设计就基本完成了，注意我没有对12V输出的电流进行检测和保护，这是不应该忽略的，尽管负载短路会使得输出电压为零并使得芯片处于打嗝状态，但是如果正好使输出电流较大但又不至于使芯片保护呢？电源会一直工作在最大占空比的状态，最终烧毁变压器、次级整流二极管等，一旦这些部件烧毁，那芯片开关管也会随它们一起去的……
标准的保护方法是对输出电流进行采样，并把采样值放大后通过光耦反馈到芯片的1脚上去，一旦电流超过限定值就把1脚的电压拉倒到地上，从而关掉开关波形的输出。
不过我打算用个偷懒的办法看看，在输出回路加个自恢复保险丝看看先。那么电路就是这样了，接下来要进入开关变压器的设计计算环节。
4、变压器设计
变压器设计永远是开关电源设计的门槛，能独立设计变压器，才算进了开关电源设计的门啊。这里我不打算详细地介绍原理，只用直接的方式给出变压器设计工作的流程和相关的公式。
首先是流程：
以下分别介绍：
步骤1：确定输出功率，最小输入电压，和占空比。输出功率要适当考虑电源的效率，如果最为试验当然可以追求很高的效率，但是作为量产的电源把效率设置在75%～80%还是比较合理的；最小输入电压要为输入电压的波动留足够的空间，占空比前面讲过，选45%。
据此，可以由公式1计算出原边的峰值电流。
公式1：
当峰值电流决定后，限流电阻也就可以确定，芯片限流的比较值是1V：公式2：
步骤2：确定电源的工作频率，公式由UC3844的数据手册查到，注意对于UC3844，开关的频率是振荡器频率的一半。
这里实际是个循环的过程，先选定电容值（电阻值的规格较多，比较好配）；然后按照目标频率计算电阻值，在根据计算出来的电阻值选择接近的能买到的电阻，然后再反算能够
实现的频率值，最为实际数值进行应用。
步骤3：计算原边电感量
有了原边峰值电流Ipk、最小电压U、占空比q和工作频率f，就可以计算出变压器的原边电感量：
公式4：
步骤4选定磁芯，计算原边匝数和气隙。气隙是必须的，否则变压器很容易就会饱和，一旦变压器饱和，那么接下来就是焰火秀了。
因为国产磁芯基本没有数据可以查，所以我不得不查询TDK的磁芯数据。经过很多设计、计算后，大概地对多大功率的电源需要多大的磁芯会有个概念，例如采用EI型磁芯，100W的电源一般要40mm左右的磁芯，可以以此为开始选择的参考。如果对电源磁芯要多大没有概念，那么就要多算几遍，由于可以用电脑帮助计算，这个过程也不是很郁闷。
这里我用40mm的EI磁芯作为例子说明如何查找计算所需的数据。首先在TDK的网站上找到这个文档：
接下来计算气隙长度：
公式5（这是一个近似公式）：
在这个公式中：
L是前面计算出来的原边电感量； Ipk是原边电流峰值； Bmax是设计最大磁通量，一般取饱和磁通的30%，在PC40材质表里可以查到60℃时这个值是450mT，所以这里用150mT计算；
Ae就是EI40磁芯数据中的有效截面积；
这样计算得到的气隙长度lgap实际上是个近似值，要精确的话可以用加以计算。
在上面的公式中，lm是公式5计算得到的气隙值，le是EI40数据里的实效磁路长度，μ是PC40材质表里查到的初始磁导率。
这样就可以计算出气隙的长度。这个长度计算出来后，要考虑它的合理性，第一不能太小，小于0.2mm的话就很难实现；也不能太大，太大的话漏感的问题很严重。我一般会控制这个气隙在0.8mm以内。另外稍微想一下就会明白，由于磁芯的结构，把磁芯垫起一处，会得到双倍的气隙长度，实际绕制变压器的时候不要忘了这个问题。
在算好了气隙长度后，就可以计算变压器原边的匝数：公式6：
步骤五：决定副边电压Uout并计算副边匝数，这里假设整流二极管的压降是1V，电源输入电压最小值是Uin。
公式7：
步骤六：选择原副边的导线规格并试算绕制可行性。首先是导线规格，第一规则是太细的导线不好绕，太粗的也一样；其次应该按照每1mm2导线可以导通2.5A~3A的原则选取导线，如果按照这个规则选的导线太细，那么可以直接用粗一点的，如果选出的导线太粗，则应该多股并绕。
也许有人说每1mm2的导线可以通过5A的电流，也许把导线抻直放在通风良好的环境里可以，但绕成变压器再用绝缘材料层层包裹后，还是用小点的数为妙。
选好导线，就可以算一算骨架上是否能绕下这些线，绕的话会绕成什么样，比如要避免初级线圈绕到骨架的半中腰就够数了，然后不得不直接折回来这样的情况。由于次级一般匝数比较少，所以好办些，可以初级绕成这样就太失败了。
此外初级和次级的线径不要相差太多，要不线和线会卡在一起越绕越难看。这种问题很多，如果通过简单的重新选取线径无法解决，甚至要考虑重新选择磁芯和电源的工作频率以改变原边匝数来配合解决。
利用电脑来解决问题：
随同本文一起我会发布一个EXCEL表格，其中集成了上面的全部运算步骤。只要按照需要填写表格中绿色的部分，就可以轻松的完成所有的运算工作，从而可以详细地进行重复的计算，最后为变压器的设计选定最理想的方案。如果你充分了解了上面的计算过程，也许能够把这个EXCEL表格编成应用程序，得到更好的使用感受。
PCB设计
完成变压器的设计，终于可以送一口气，回到熟悉的电子的世界。下面做PCB设计。设计PCB首先建议有条件的情况下采用双显示器的电脑。这样可以在进行元件布局的时候很方便的参考原理图，提高效率很多。（下图左边是在PCB编辑，而右边的显示器显示原理图）
在布局时参考原理图的设计，使元件的布局符合原理图的设计要求。
为了良好布局，首先观察原理图，将原理图所描述的电路按照功率、功能划分成块，分别进行考虑。
在确定了像上面那样的分块后，在元件布局时也体现这个规律。
首先放下输入插头和整流、滤波元件。把整理桥，电容靠近PCB边缘放置，以便更好的散热。然后再按顺序摆下变压器、开关管、限流电阻和缓冲电路。
这样主功率回路的元件就基本就位了，电流流向关系也很顺畅。接下来是信号部分。首先光耦可以和变压器并排排好，留下原、副边隔离的距离，然后让芯片尽量靠近开关管和光耦放置。在光耦和芯片基本就位以后，再按照原理图摆下其他的元件。完成时基本是这个样子的：
副边元件的摆放更简单，很快就完成了。
接下来开始布线，布线的基本原则是将信号部分和大电流部分清晰的分割开来。首先将功率回路的线走好。
在这里芯片的起始供电是从滤波电容的引脚上单独引出，与馈电绕组的输出在电容C10的两端汇合，再供给芯片。这样首先将芯片的信号地与主回路的功率地在输入滤波电容处进行单点共地，而在后面的布线中，芯片的信号地将全部以芯片的地引脚为准。
由于元件布局比较理想，类似上面的布线可以在数分钟内完成。
这只是介绍布线的原则和思维方式，最后根据实际需要还要做一些布线的修饰工作。最后完成的PCB是类似这个样子的：
首先在功率回路里用填充块的方式代替了固定宽度的走线，其次是通过调整走线，在芯片的下方完整的铺设了2层铜皮，并用12个过孔将上下两层铜皮连接起来。这样在过完波峰焊所有过孔被封堵后，就形成了一小块平坦的地平面，但愿这样可以让芯片工作的更稳定，散热更好。
OK,在调整完成后，下板咯。电源的调试
在将焊好的电源板通上AC220前，还有一些简单的调试。
在输出端接入设计的电压，将TL431的1脚的电压调整到2.5V；
为芯片的电源脚接入16V的电压，观察芯片第8脚有5V输出，第4脚有符合设计要求频率的波形。
除此以外，如果你的变压器设计和缠绕没有问题，其他各部分也都检查过了，那么就可以通电了。虽说不会有什么问题，这个电路应该是通电即好的。不过，小心无大错，我每次
通电时会用一个透明的整理箱的盖子挡在脸前面。
如果你的电路开始工作，表示输出的LED灯也亮了起来，嗯嗯，恭喜。虽然可能还有一点振荡的声音，变压器或者开关管在尖叫，这可以通过调整补偿电容来改善，适当的增大一些补偿电容的值。
到这里，开关电源的世界向你展开了一个小的角落，剩下的提高效率，减少噪声，提高可靠性，制造更大功率的电源等等很多问题还有待解决，不过，至少你已经有了一个可以实验、测试的平台。
单端反激电路的三种工作模式 HDJ 2011-9-6 反激电源有三种工作模式：连续工作模式、断续工作模式、临界连续工作模式。 本文分为3个部分：（1）连续工作模式；（2）断续工作模式；（3）临界连续工作模式； 单端反激电源简图如图表 1所示 图表 1 单端反激电源简图 1. 连续工作模式 单端反激电源满载或者重载时，开关占空比大，副边二极管未关断时MOS 管就会开通，其工作过程没有原副边电流同时为0的情况，即工作在连续模式，其工作波形如图表 2所示。 U q U l k i 2 i q U 2U 1 t t t t t t t 0t 1t 2t 3 V g s t 图表 2 单端反激电源工作过程 工作过程分析如下： 1) t0时刻之前，开关管处于导通状态，原边电流上升，变压器储能，原边电压为正， 副边电压为负，电容C1上对R1缓慢放电，C1电压减小。 原边电流 副边电流
2) t0~t1阶段。t0时刻，关断开关管。(a) 原边电流迅速减小，其减小的速度为Vin/Lm， 副边二极管导通，副边电流迅速增大；(b) 原边激磁电感上的电流减小，原边电压减小，副边电压升高，两者同时过0，然后各自达到最小值和最大值，副边电压为 2V ，原边电压为)//(2p s N N V 。(c) 由于MOS 管有结电容存在，所以其上电压不 能突变，是零电压关断。MOS 管承受的压降为)//(2p s in N N V V +；(d) 这个过程中，由于漏感上的电流不能突变，开始对C1充电，C1不再减小，有增大的趋势。 3) t 1~t2时刻。这个过程中，(a) 原副边电压和MOS 管压降基本保持不变；(b) 由于 t1时刻U1达到负的最大值，其电压高于C1电压，所以C1被充电，并很快达到最大值；(c) 由于变压器能量在释放，副边电流缓慢减小。 4) t 2~t3时刻。t2时刻关断MOS 管。(a) 原边电压迅速升高，副边电压开始降低，并 且在t3时刻达到最大值和最小值。(b) 该过程中电流有一个很大的尖峰，该尖峰产生的原因有两个方面：第一、由于副边电流未减小到0时被强迫关断，所以反射到原边产生；第二、由于原边电感电压在这一过程中变化很快，由dt di L U /?=可知，电流随着电压的变化也迅速增加，该尖峰电流在t3时刻达到最小值； 5) t 3时刻以后，MOS 管结电容放电，很快完全导通，其工作过程跟t0时刻之前一样。 2. 断续工作模式 反激电源在空载或者轻载时有可能工作在断续模式。空载或轻载时，开关的占空比较小，开关关断后副边电流线性减小，在开关开通之前减小到0，这时原、副边电流均为0，反激电源工作在断续工作模式。 单端反激电源断续工作模式下的工作过程如图表 3所示。 t V g s t 3 t 2t 1t 0t t t t t t U 1 U 2i q i 2 U l k U q 图表 3 断续模式反激电源工作过程
反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。 设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V 到265V ，输出5V ，2A 的电源，开关频率是100KHZ 。 第一步，选定原边感应电压V OR 这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流： I 升=V S *Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流： Ｉ降=V OR *T OFF /L 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有： V S *T ON /L=V OR *T OFF /L 即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替T ON ，用(１－Ｄ)来代替T OFF 。移项可得： 图一
反激式开关电源设计的思考六 －变压器设计实例 已知条件： 输入电压：DC:380V～700V 输出电压：1) 5V／0.5A 2) 12V／0.5A 3) 24V／0.3A PWM控制论芯片选用UC2842， 开关频率：50KHz 效率η：80％ 取样电压用12V，5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到； 算得Po＝5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W 计算步骤： 1、确定变比N N＝Np／Ns VoR = N(VO+VD) N＝VoR／(VO+VD) VoR取210V N＝210／(12+1)＝16.1 取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯，因此ΔB为0.2T，电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) ＝2.51×103 （mm4） 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知
通过上面计算,考虑到还有反馈绕组，要留有一定余量，最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae＝42.2mm2=4.22X10-3m2 4、计算初级匝数Np
5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L
7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns： Ns＝Np/N ＝250／16 ＝15.625 取16匝 2）、计算每匝电压数Te： Te＝（Uo＋Ud）／Ns ＝（12＋1）／16 ＝0.8125 3）、7.5V匝数： N7.5V＝U／Te ＝（7.5＋0.5）／0.8125 ＝9.84取10匝 4）、24V匝数 N24V＝U／Te ＝（24＋1）／0.8125 ＝30.7取31匝 5）、辅助绕组15V N15V＝U/Te ＝（15＋1）／0.8125 ＝19.7取20匝 8、计算初级线径： 1）、计算电流有效值I
UC3842/UC3843隔离单端反激式开关电源电路 图 开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛应用。传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年电流型PWM技术得到了飞速发展。相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得以明显改善，特别是其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路变得简单可靠。 电流型PWM集成控制器已经产品化，极大推动了小功率开关电源的发展和应用，电流型PWM控制小功率电源已经取代电压型PWM控制小功率电源。Unitrode公司推出的UC3842系列控制芯片是电流型PWM控制器的典型代表。 DC/DC转换器 转换器是开关电源中最重要的组成部分之一，其有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。
图1 电路结构图 电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器 次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD 导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如 图2所示。 图2 M1导通与截止的等效拓扑 电流型PWM 与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一 个电感电流反馈环节，并以此电流反馈作为PWM所必须的斜坡函数。 下面分析理想空载下电流型PWM电路的工作情况(不考虑互感)。电路如图3所示。 设V导通，则有 L·diL/dt = ui (1) iL以斜率ui/L线性增长，L为T1原边电感。经无感电阻R1采样 Ud=R1·iL送到脉宽比较器A2与Ue比较，当Ud>Ue，A2输出高电平，送到RS锁存器 的复位端，此时或非门的两个输入中必有一个高电平，经过或非门输出低电平关断功率开
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断
单端反激式DC/DC 开关电源变压器的设计全过程， 变压器的参数计算： （1） 变压器的设计要求： 输出电压：10V ～3KV ，8mA （变压器输出之后三倍压） 输入电压：24 1V ±工作频率：50KHZ 最大占空比：45％ 变换效率：80％ （2） 基本参数计算： 输入最小电压： min IN V =－ IN V V ＝24－1－0.5 ＝22.5V 输出功率： OUT OUT OUT P U I = 30000.00824()W =×=输入功率： OUT IN P P η= 2430()0.8 W == （3） 选择磁芯： 由于输出功率为24W ，需要留有一定的余量，选择磁芯的型号为：EI-28。其具体参数如下： 材料：PC40；尺寸：28.0*16.75*10.6（mm）；P A ：0.6005（） ；：86 4cm e A 2mm W A ：69.83； ：4300；2mm L A 2/nH N S B ：500mT （） 390mT （10） 25o C 0o C 使用时为防止出现磁饱和，实取磁通密度m B = 250 mT （4） 粗略估计匝数比以及最大占空比（通过实际计算） min (1)OUT MAX IN MAX V D N V D ?= 30000.5522.50.45 ×=× 162.9=（求出结果后然后取整为Nm ） 因为匝数比可以根据设计理念修正为M N ＝165，从而可以产生新的MAX D
min OUT MAX M IN OUT V D N V V = + 300022.51653000 =×+ 44.7%= （5） 计算初级平均电流，峰值电流和电流的有效值 由于输出功率为24W ，用电流连续模式（CCM ）比较适合。这里取为0.6 RP K .min min IN OUT P AVG IN IN P P I V V η= = 240.822.5 =× 1.333A =.1[1]2 P AVG P RP MAX I I K D =? 1.333(10.50.6)0.447= ?×× 4.26A =.P RMS P I I = = 2.054A =.P RMS I －电流有效值，P I －峰值电流，.P AVG I －平均电流，（RP K R RP P I K I = ）电流比例因数，MAX D －最大占空比； 利用Krp 的值可以定量描述开关电源的工作模式，若Krp=1.0，即峰值电流和脉动电流相等，开关电源工作在断续模式；若Krp<1.0,峰值电流大于脉动电流，开关电源工作在连续模式。对于给定的交流输入范围，Krp 越小意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，并且Ip 和Irms （初级有效值电流）较小。 （6） 计算初级电感： 2min min 1()(12 IN MAX RP IN ON P R OUT RP V D K V t L I P fK η?==)
2019年反激式开关电源设计大全
前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
单端反激拓扑的基本电路 单端反激拓扑的基本电路 （b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）
电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下 工作时序图如下
开关电源启动时输出时序不正确的案例： 电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图 开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5 开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路 尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。 CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7 光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图 U20 Pin1电压 这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV 的电压会导致比较器U5输出异常。
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定 了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压
单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯
反激式开关电源设计的思考一 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步： 第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。 可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下，首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源变压器设计的思考二中讨论。 关键词:开关电源反激式磁芯饱和 反激式开关电源设计的思考二 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢?由全电流定律可知:
摘要开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制、IC 和MOSFET构成。 本设计在大量前人设计开关电源的的基础上，以反激式电路的框架，用TOP244Y 构成12V、2.5A开关电源模块,通过整流桥输出到高频变压器一次侧，在二次侧经次级整流滤波输出。输出电压经采样与TL431稳压管内部基准电压进行比较，经过线性光偶合器PC817改变TOP244Y的占空比,从而使电路能直流稳压输出。 关键词开关电源；脉冲宽度调制控制；高频变压器；TOP244Y ABSTRACT Switching power supply is the use of modern electronic technology, control switching transistor turn-on and turn-off time ratio of the output voltage to maintain a stable power supply, switching power supply generally by the pulse width modulation (PWM) control,IC and MOSFET form. The design of a large number of predecessors in the switching power supply design based on the flyback circuit to the framework, using TOP244Y constitute a 12V, 2.5A switching power supply module, through the rectifier bridge output to high-frequency transformer primary side, the secondary side by the time level rectifier output. TL431 by sampling the output voltage regulator with an internal reference voltage comparison, after a linear optical coupler PC817 change TOP244Y duty cycle, so the circuit can be DC regulated output. Keyword Switching Power Supply；PWM Control；high frequency transformer；TOP244Y 目录 前言 (3) 1.反激式PWM高频开关电源的工作原理 (4)
单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V°ut、 每路输出的功率P out、效率n开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压 V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f 与输入电压之和不能高过主开关管的耐压， 同时还要留有一定的裕量 (此处假设为 150V) 。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin ???D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I pi,当开关管关断时，原边电流上升到 I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(l p1 + l p2)?D Max?V inDCMin =P out/ n 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin /f s? A p 对于连续模式，A p=|p2-|p1=2l p1 ；对于断续模式，A p=l p2。 可由 A w A e 法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中， A w 为磁芯窗口面积，单位为 cm2 A e 为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为 H I p2 为原边峰值电流，单位为 A B w 为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0 为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm 2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。 有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式： N p=L p?I p2?104/B w?A e 再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。
《电力电子技术》 课程设计报告 题目：单端反激式开关电源的设计学院：信息与控制工程学院
一、课程设计目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的使用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力； 二、课程设计的要求与内容 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率 的反激式开关电源。我设计的是一个输入190V，输出9V/1.1A的反激式开关电源，要求画出必要的设计电路图，进行必要的电路参数计算,完成电路的焊接任务。有条件的可以用protel99 SE进行PCB电路板的印制。 三、设计原理 1、开关型稳压电源的电路结构 （1）按驱动方式分，有自激式和他激式。 （2）按DC/DC变换器的工作方式分：①单端正激式和反激式、推挽式、半桥式、全桥式等；②降压型、升压型和升降压型等。 （3）按电路组成分，有谐振型和非谐振型。 （4）按控制方式分：①脉冲宽度调制(PWM)式；②脉冲频率调制(PFM)式； ③PWM与PFM混合式。 DC/DC变换器用于开关电源时，很多情况下要求输入与输出间进行电隔离。这时必须采用变压器进行隔离，称为隔离变换器。这类变换器把直流电压或电流变换为高频方波电压或电流，经变压器升压或降压后，再经整流平滑滤波变为直流电压或电流。因此，这类变换器又称为逆变整流型变换器。 DC/DC变换器有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图1所示。
图1 电路结构图 电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I 流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。 图2 M1导通与截止的等效拓扑 2、反激变换器工作原理 基本反激变换器如图3所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作如下： （1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图 3（a）所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出由电容C向负 载提供能量，而原边则从电源吸收能量，储存于磁路中。 （2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，故VD1正偏而导通，
摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1
变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2
一、确定电源输入与输出参数： 1、输入最小交流电压：( V )?ACmin 90 2、输入最大交流电压：( V )?ACmax 265 3、输出直流电压：( V )?Vout 12 4、输出直流电流：( A )?Iout 10 5、芯片VCC 电压：( V )?Ic_Vcc 18 6、输出直流电流：( A )?Ic_i 0.01 7、预设效率：( 100% )?η%80 8、工作频率(KHz)?fsoc 65 9、模式K 系数（K ）?K 0.510、导线电流密度（A ）?Iu 8导线电流密度：5-10范围 11、开关管耐压值（V ）?Vds 60012、二极管压降值：（V ）?Vf 0.614、磁芯参数：(PQ:3525)a.磁芯中柱截面积：（cm2）?Ae 0.196 窗口长度：（mm2） ?Wl 13.5 b.磁芯中柱截面积：（mm2） ?Bw 0.2备注：PC40选0.2，PC45选0.15 二、计算： 输入最小DC 电压：( V )?Dcmin =??ACmin ￣￣20.911513、估算漏感反射电压（V ）?Vlr 150 输入最大DC 电压：( V )?Dcmax =?ACmax ￣￣2375输出功率：( W)?Po =?Vout Iout 120输入功率：( W)?Pin =――Po η 150 最小滤波电容：( uF)?Mincap =?1.3Po 156计算最小反射电压容量（V ） ?Vor =??Vds Dcmax Vlr 75
周期时间：( us)?t =?――1fsoc 100015.385 最大占空比：?Dmax =―――――Vor +Dcmin Vor 0.396 最大导通时间：( us) ?Tonmax =?t (?1Dmax )9.286 原边最大峰值电流（A ） ?Ip =――――――???―――――Po ?Dmax Dcmin ???0.45 5.872 原边电感量：（mH ） ?Lp =―――――?Dmax Dcmin ??fsoc Ip K 0.238 ?N =――――Vor +Vout Vf 5.971 原边与副边匝比： 原边匝数： ?Np =――――(??Lp Ip K )(?Bw Ae )17.82 副边匝数：?Ns =――Np N 2.98 匝数取整： ?Ns 3根据副边重算原边匝数：?Np2=?Ns N 17.91取值： ?Np218 新的匝比： ?N2=――Np2Ns 6 依据匝比和余量计算Vor: ?Vor2=??N2(+Vout Vf )2151.2原边线径：(mm) ?Dwp =――――￣￣￣￣￣￣2 ????――???―Ip Iu ??????? 0.75 0.645原边绕线股数：?Npturn 5 每股线径（mm ） ?Dwp2=2￣￣￣￣￣￣￣￣￣????―――???――Dwp 2???2Npturn ???? 0.288副边峰值电流: ?Is =――――?2Iout ?1Dmax 33.14
交流异步电动机变频调速原理： 变频器是利用电力半导体器件的通断作用把电压、频率固定不变的交流电变成电压、频率都可调的交流电源。 现在使用的变频器主要采用交—直—交方式（VVVF变频或矢量控制变频），先把工频交流电源通过整流器转换成直流电源，然后再把直流电源转换成频率、电压均可控制的交流电源以供给电动机。 变频器主要由整流（交流变直流）、滤波、逆变（直流变交流）、制动单元、驱动单元、检测单元微处理单元等组成的。 交-直部分 整流电路：由VD1-VD6六个整流二极管组成不可控全波整流桥。对于380V的额定电源，一般二极管反向耐压值应选1200V，二极管的正向电流为电机额定电流的1.414-2倍。 （二）变频器元件作用 电容C1： 是吸收电容,整流电路输出是脉动的直流电压，必须加以滤波， 变压器是一种常见的电气设备，可用来把某种数值的交变电压变换为同频率的另一数值的交变电压，也可以改变交流电的数值及变换阻抗或改变相位。 压敏电阻： 有三个作用,一过电压保护,二耐雷击要求,三安规测试需要. 热敏电阻：过热保护
霍尔: 安装在UVW的其中二相,用于检测输出电流值。选用时额定电流约为电机额定电流的2倍左右。 充电电阻： 作用是防止开机上电瞬间电容对地短路，烧坏储能电容开机前电容二端的电压为0V；所以在上电（开机）的瞬间电容对地为短路状态。如果不加充电电阻在整流桥与电解电容之间，则相当于380V电源直接对地短路，瞬间整流桥通过无穷大的电流导致整流桥炸掉。一般而言变频器的功率越大，充电电阻越小。充电电阻的选择范围一般为：10-300Ω。 储能电容： 又叫电解电容，在充电电路中主要作用为储能和滤波。PN端的电压电压工作范围一般在430VDC～700VDC 之间，而一般的高压电容都在400VDC左右，为了满足耐压需要就必须是二个400VDC的电容串起来作800VDC。容量选择≥60uf/A 均压电阻：防止由于储能电容电压的不均烧坏储能电容；因为二个电解电容不可能做成完全一致，这样每个电容上所承受的电压就可能不同，承受电压高的发热严重（电容里面有等效串联电阻）或超过耐压值而损坏。 C2电容; 吸收电容,主要作用为吸收IGBT的过流与过压能量。 （2）直-交部分 VT1-VT6逆变管（IGBT绝缘栅双极型功率管）：构成逆变电路的主要器件，也是变频器的核心元件。把直流电逆变频率，幅值都可调的交流电。 VT1-VT6是续流二极：作用是把在电动机在制动过程中将再生电流返回直流电提供通道并为逆变管VT1-VT6在交替导通和截止的换相过程中，提供通道。（3）控制部分:电源板、驱动板、控制板（CPU板） 电源板：开关电源电路向操作面板、主控板、驱动电路、检测电路及风扇等提供低压电源，开关电源提供的低压电源有：±5V、±15V 、±24V向CPU其附属电路、控制电路、显示面板等提供电源。 驱动板：主要是将CPU生成的PWM脉冲经驱动电路产生符合要求的驱动信号激励IGBT输出电压。 控制板（CPU板）：也叫CPU板相当人的大脑，处理各种信号以及控制程序等部分 [注:再次整流（直流变交流）--->更贴切的叫法是逆变!在这里感谢蔡工给我们编辑们提的意见!也欢迎大家多给我们编辑组提出更多宝贵的意见和建议!mym(2005.08.23) ]