阻抗变换和阻抗匹配的理解
阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系.当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输.反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害.
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?阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等.例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器.如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏.反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真.因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好.
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?又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致.如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去.这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏.为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，
一,首先给大家介绍一下Polar软件,Polar是专业计算阻抗的软件,其版本包 括:Si6000,Si8000,及Si9000. 二,其次给大家介绍常见的几种阻抗模型:特性阻抗,差分阻抗,共面性阻抗. 1.外层特性阻抗模型: 2.内层特性阻抗模型: 3.外层差分阻抗模型: 4.内层差分阻抗模型: 5.共面性阻抗模型:包括(1)外层共面特性阻抗，(2)内层共面特性阻抗，(3)外层共面差分阻抗，(4)内层共面差分阻抗. 三,再次给大家介绍一下芯板(即Core)及半固化片(即PP), 每个多层板都是由芯板和半固化片通过压合而成的,普通的FR-4板材一般有:生益,建滔,联茂等板材供应商.生益FR-4的芯板根据板厚来划分 有:0.10MM ,0.15MM,,0.2MM ,,0.25MM.0.3MM,0.4MM,0.5MM等,包括有H/HOZ,1/1OZ,等这里有一点需要大家特别注意:含两位小数的板厚是指不含铜的厚度,只有一位小数指包括铜的总厚度,例如:0.10MM 1/1OZ的芯板,其0.10MM是指介质的厚度,其总厚度应为 0.10MM+0.035+0.035MM=0.17MM,再如:0.15MM 1/1OZ的芯板,其总厚度 是:0.15MM+0.035MM+0.035MM=0.22MM,而0.2MM 1/1OZ的芯板,其总厚度就是0.2MM,它的介质厚度应为:0.2MM-0.035MM-0.035MM=0.13MM. 半固化片(即PP),一般包括:106,1080,2116,7628等,其厚度为:106为 0.04MM,1080为0.06MM,2116为0.11MM,7628为0.19MM. 当我们计算层叠结构时候通常需要把几张PP叠在一起,例如:2116+106,其厚度为0.15MM,即6MIL;1080*2+7628,其厚度为0.31MM,即12.2MIL等.但需注意以下几点:1,一般不允许4张或4张以上PP叠放在一起,因为压合时容易产生滑板现象.2,7628的PP一般不允许放在外层,因为7628表面比较粗糙,会影响板子的外观.3,另外3张1080也不允许放在外层,因为压合时也容易产生滑板现象. 后续我会把一些常用的芯板以及各种组合的PP厚度汇总给大家,以便学习用Polar软件计算阻抗及层叠结构时使用! 四, 怎样使用Polar Si9000软件计算阻抗: 首先应知道是特性阻抗还是差分阻抗,具体阻抗线在哪些信号层上,阻抗线的参考面是哪些层?其次根据文件选择正确的阻抗模型来计算阻抗,最后通过调整各层间的介质厚度,或者调整阻抗线的线宽及间距来满足阻抗及板厚的要求! 五,举例说明怎样使用Polar Si9000计算阻抗及设计层叠结构: 1.四层板板厚1.6MM,外层信号线要求控制50欧姆特性阻抗和100欧姆差分阻抗.其设计结构详见:4层板1.6MM阻抗设计.jpg,其中H1代表的是信号层与参考层之间的介质厚度,即L1与L2之间的厚度为3.2MIL,Er1为板材的介电常数,FR-4通常为4.2-4.6,W1称为下线宽，W2称为上线宽,一般认为W1=W+0.5MIL,W2=W-0.5MIL,S1(注意S1<2W)为两根差分线之间的间距(指线边缘与线边缘之间距离),T1信号层的成品铜厚，外层1OZ=1.4MIL,而内层考虑的蚀刻的因素，我们通常认为内层1OZ=1.2MIL,而0.5OZ=0.6MIL。Zdiff为阻抗值。Calculate为计算按钮，各因素是可以互相推算的,例如我们要控制50欧姆的阻抗,线宽为
传输线阻抗匹配方法 匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1.并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到V CC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到V CC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。 并联终端匹配技术突出的优点就是这种类型终端匹配技术的设计和应用简便易行，在这种终端匹配技术中仅需要一个额外的元器件；这种技术的缺点在于终端匹配电阻会带来直流功率消耗。另外并联终端匹配技术也会使信号的逻辑高输出电平的情况退化。将TTL输出终端匹配到地会降低V OH的电平值，从而降低了接收器输入端对噪声的免疫能力。 对长走线进行并联终端匹配后仿真，波形如下： 2.串联终端匹配 串联终端匹配技术是在驱动器输出端和信号线之间串联一个电阻，是一种源
端的终端匹配技术。驱动器输出阻抗R0以及电阻R值的和必须同信号线的特征阻抗Z0匹配。对于这种类型的终端匹配技术，由于信号会在传输线、串联匹配电阻以及驱动器的阻抗之间实现信号电压的分配，因而加在信号线上的电压实际只有一半的信号电压。 而在接收端，由于信号线阻抗和接收器阻抗的不匹配，通常情况下，接收器的输入阻抗更高，因而会导致大约同样幅度值信号的反射，称之为附加的信号波形。因而接收器会马上看到全部的信号电压（附加信号和反射信号之和），而附加的信号电压会向驱动端传递。然而不会出现进一步的信号反射，这是因为串联的匹配电阻在接收器端实现了反射信号的终端匹配。 串联终端匹配技术的优点是这种匹配技术仅仅为系统中的每一个驱动器增加一个电阻元件，而且相对于其它的电阻类型终端匹配技术来说，串联终端匹配技术中匹配电阻的功耗是最小的，而且串联终端匹配技术不会给驱动器增加任何额外的直流负载，也不会在信号线与地之间引入额外的阻抗。 由于许多的驱动器都是非线性的驱动器，驱动器的输出阻抗随着器件逻辑状态的变化而变化，从而导致串联匹配电阻的合理选择更加复杂。所以，很难应用某一个简单的设计公式为串联匹配电阻来选择一个最合适的值。 对长走线进行串联终端匹配后仿真，波形如下： 3.戴维南终端匹配
功率放大器设计的关键：输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者：未知来源:电子设计技术 关键字：功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器（功率放大器）设计，输出匹配电路的性能都是个关键。但是，在设计过程中，有一个问题常常为人们所忽视，那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器，以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。 因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件，所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同，损耗也不一样。对于设计者而言，即使他没有选择不同技术的余地，在带宽和耗散损失之间，在设计方面仍然可以做很多折衷。 匹配网络是用来实现阻抗变化的，就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统，RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器，阻抗控制着传送到输出端的功率大小，它的增益，还有它产生的噪声。因此，功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。 损耗有不同的定义，但是这里我们关心的是在匹配网络中，RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同，损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲，输出匹配损耗一直是人们关注的问题，因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间，而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。 例如，一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时，效率是55%，能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时，功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级，这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时，功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的，但是这个例子告诉我们，在功率放大器匹配网络中，损耗是首要问题。 耗散损失 现在我们来看一个网络，研究一个匹配网络（图1a）中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑，电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络（图1b）。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载（图1c）上的总功率，PL是传输到负载的那部分功率。 了解了这两个量，我们就可以知道，实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载，其比例等于PL/Pdel。 这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量，因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。 由此可知，这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为： 这里，是负载反射系数，是匹配网络的s参数， 损失就是增益的倒数。因此，耗散损失可以定义为： Ldiss = 1/GP。 对于功率放大器而言，我们为它设计的负载一般是50Ω。通常，我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω，那么就为0，于是，上面的表达式就可以简化为： 在计算一个匹配网络的耗散损失时，只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小，这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到，因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时，负载的阻抗不是50Ω，但是上述的规律依然适用。 因为反射和耗散损失很容易混淆，射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz（图2）时，对功率放大器而言，是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的，所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而，s21却是-6dB，因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络，除了一些数字噪音外，模拟的耗散损失为0dB。 在电路的模拟当中，我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭
阻抗计算说明 Rev0.0 heroedit@https://www.doczj.com/doc/bd4100129.html, z给初学者的 一直有很多人问我阻抗怎么计算的. 人家问多了,我想给大家整理个材料,于己于人都是个方便.如果大家还有什么问题或者文档有什么错误,欢迎讨论与指教! 在计算阻抗之前,我想很有必要理解这儿阻抗的意义 z传输线阻抗的由来以及意义 传输线阻抗是从电报方程推导出来(具体可以查询微波理论) 如下图,其为平行双导线的分布参数等效电路: 从此图可以推导出电报方程 取传输线上的电压电流的正弦形式 得 推出通解
定义出特性阻抗 无耗线下r=0, g=0得 注意,此特性阻抗和波阻抗的概念上的差异(具体查看平面波的波阻抗定义) ε μ=EH Z 特性阻抗与波阻抗之间关系可从 此关系式推出. Ok,理解特性阻抗理论上是怎么回事情,看看实际上的意义,当电压电流在传输线传播的时候,如果特性阻抗不一致所求出的电报方程的解不一致,就造成所谓的反射现象等等.在信号完整性领域里,比如反射,串扰,电源平面切割等问题都可以归类为阻抗不连续问题,因此匹配的重要性在此展现出来. z 叠层(stackup)的定义 我们来看如下一种stackup,主板常用的8层板(4层power/ground 以及4层走线层,sggssggs,分别定义为L1, L2…L8)因此要计算的阻抗为 L1,L4,L5,L8 下面熟悉下在叠层里面的一些基本概念,和厂家打交道经常会使用的 Oz 的概念 Oz 本来是重量的单位Oz(盎司 )=28.3 g(克) 在叠层里面是这么定义的,在一平方英尺的面积上铺一盎司的铜的厚度为1Oz, 对
传输线阻抗匹配的方法 传输线简介传输线（transmission line）输送电磁能的线状结构的设备。它是电信系统的重要组成部分，用来把载有信息的电磁波，沿着传输线规定的路由自一点输送到另一点。 以横电磁（TEM）模的方式传送电能和（或）电信号的导波结构。传输线的特点是其横向尺寸远小于工作波长。主要结构型式有平行双导线、平行多导线、同轴线、带状线，以及工作于准TEM模的微带线等，它们都可借助简单的双导线模型进行电路分析。各种传输TE模、TM模，或其混合模的波导都可认为是广义的传输线。波导中电磁场沿传播方向的分布规律与传输线上的电压、电流情形相似，可用等效传输线的观点分析。 传输线的特性传输线的均匀性 传输导体横截面的形状、使用的材料、导体间的间隔和导体周围的介质，在线路的全部长度上都保持均匀不变的，称为均匀传输线。否则便叫做不均匀传输线。均匀传输线的一次参数均匀地分布于整个传输线上，其数值不随考察点的位置而变化。 传输线在制造和建筑过程中可能出现的偏差，都规定有必要的允许范围。如果出现的不均匀性偏差不超过这些规定，都可以看作是均匀传输线。 性能参数 通常用衰减系数、相移系数、特性阻抗，或与之相对应的其它参数来描述。其数值仅与传输线的结构、几何尺寸、制造传输线使用的材料、工作波长（或工作频率）有关，见表。 传输线阻抗匹配的方法匹配阻抗的端接有多种方式，包括并联终端匹配、串联终端匹配、戴维南终端匹配、AC终端匹配、肖特基二极管终端匹配。 1、并联终端匹配 并联终端匹配是最简单的终端匹配技术，通过一个电阻R将传输线的末端接到地或者接到VCC上。电阻R的值必须同传输线的特征阻抗Z0匹配，以消除信号的反射。终端匹配到VCC可以提高驱动器的源的驱动能力，而终端匹配到地则可以提高电流的吸收能力。
关于阻抗匹配的理解 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。实际的电压源总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U*[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为： P="I"*I*R=[U/(R+r)]*[U/(R+r)]*R=U*U*R/(R*R+2*R*r+r*r) =U*U*R/[(R-r)*(R-r)+4*R*r] =U*U/{[(R-r)*(R-r)/R]+4*r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)*(R-r)/R]，当R=r时，[(R-r)*(R-r)/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U*U/(4*r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时,负载可获得最大输出功率,这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共轭匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的匹配问题，只考虑信
号源跟负载之间匹配的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是“短线”，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R，如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不匹配（相等），在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的朋友可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75欧，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50欧的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300欧的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上比较常见，用来做八木天线的馈线。因为电视机的射频输入端输入阻抗为75欧，所以300欧的馈线将与其不能匹配。实际中是如何解决这个问题的呢？不知道大家有没有留意到，电视机的附件中，有一个300欧到75
变压器怎样测试输入输出阻抗 在牛的一组线圈上加上一个交流电压（电压不要太高，几伏到十几伏就可以了），用电压表测另一组的电压，找到他们的电压比然后平方，再乘以一边的阻抗就是另一边的阻抗了。公式为：（输入端电压/输出端电压）的平方×输出阻抗=输入阻抗。例：一个输入变压器输入端与输出端的电压比为10：1，则当输出端接1Ω负载时，输入端的阻抗为100Ω；当输出端接500Ω负载时输入端的输入阻抗为50K...... 不能用电阻来做参数，必须找到它们的电压比才能计算。变压器阻抗变换与初次级之间的匝数比有关系，电压比就直接反映出它们的匝数比关系，就可以算到它们的阻抗变换关系了。阻抗的计算只要找到它们的关联数据计算起来就很简单了，不要把它们想得太复杂。 由负载阻抗决定输入阻抗，如果牛输出端接的47K阻抗，那么1：1的输入牛输入阻抗就是47K。另外有一点，牛的工作阻抗还影响频响 说到频响这个话题我先来举个例：去年有一天我突发奇想，用一个输入变压器直接驱动6P14做功放。此变压器阻抗变换有两种（输出绕组固定），分别为1：64和1：4400。显然1：64这组输入线圈匝数要多些，也就是输入电感量要大些，那么低音就应该更好些，但事实却不是这样，反而1：4400这组低音好得多。当时一时还想不明白，事后分析才得出了结论，也就是接下来要讨论的问题。 当一个变压器绕组固定后，其阻抗比固定了，输入、输出电感量也固定了。变压器的高频性能取决于其自身损耗（铁心涡流、分布电容等），低频性能则取决于输入电感量和输入阻抗。前面说了变压器绕组固定后输入、输出电感量也固定了，那么其低频性能就只能由输入阻抗来决定了。它们的关系为f=Xl/2πL，f表示频率、Xl表示输入阻抗、L表示电感量。也就是说一个输入变压器如果输入阻抗越低其低频延伸就越好。只要输入变压器前级有足够的驱动能力，就尽可能的降低输入阻抗以取得好的低音效果。降低输入阻抗的方法是减小输入变压器的输出端的输出电阻（针对胆管就是减小栅极对地电阻），而不是在变压器输入端并接电阻（这样做没用）。 再回到上面的实例，我的6P14栅极对地电阻为470K，当我选择1：64输入端时其低频延伸为f=58.75K/6.28L1，选择1：4400时低频延伸为f=7.12K/6.28L2。从数据可以看出虽然L1〉L2，但58.75K远大于7.12K，所以1：4400组低频好于1：64这一组。
阻抗匹配和阻抗变换是什么?阻抗变换和阻抗匹配的详细概述阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏。反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真.因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输入、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路. 下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分。1、纯电阻电路在中学物理电学中曾讲述这样一个问题：把一个电阻为R的用电器，接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上(见图1)，在什么条件下电源输出的功率最大呢?当外电阻等于内电阻时，电源对外电路输出的功率最大，这就是纯电阻电路的功率匹配。假如换成交流电路，同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。 2、电抗电路电抗电路要比纯电阻电路复杂，电路中除了电阻外还有电容和电感.元件，并工作于低频或高频交流电路。在交流电路中，电阻、电容和电感对交流电的阻碍作用叫阻抗，用字母Z表示.其中，电容和电感对交流电的阻碍作用，分别称为容抗及和感抗而.容
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理
在处理 RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下， 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、 功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、 LNA/VCO 输出与混频器输入 之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹 以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的 RF 测试、并进行适当调谐。 需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法，包括
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计算机仿真： 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的 格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途 制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
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手工计算： 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 经验： 只有在 RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹 配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的 影响以及进行稳定性分析。
图 1. 阻抗和史密斯圆图基础
基础知识
在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下 RF 环境下(大于 100MHz) IC 连线的电磁波传播现象。这对 RS-485 传输线、PA 和天线之间 的连接、LNA 和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
一、50ohm特征阻抗 终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。 终端电阻示图 B.终端电阻的作用： 1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。 2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。 高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。 同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定：
另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则 图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。 图1 同轴传送线路的终端电阻构成 只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗RT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。 图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.
1变压器的简介 变压器是利用电磁感应原理传输电能或电信号的器件, 它具有变压、 变流和变阻抗的作用。 变压器的种类很多, 应用十分广泛。 比如在电力系统中用电力变压器把发电机发出的电压升高后进行远距离输电, 到达目的地后再用变压器把电压降低以便用户使用, 以此减少传输过程中电能的损耗; 在电子设备和仪器中常用小功率电源变压器改变市电电压, 再通过整流和滤波, 得到电路所需要的直流电压; 在放大电路中用耦合变压器传递信号或进行阻抗的匹配等等。 变压器虽然大小悬殊, 用途各异, 但其基本结构和工作原理却是相同的。 1.1变压器的工作原理 变压器的功能主要有：电压变换；阻抗变换；隔离；稳压（磁饱和变压器）等，变压器常用的铁心形状一般有E 型和C 型铁心。 变压器是利用电磁感应原理将某一电压的交流换成频率相同的另一电压的交流电的能量的变换装备。 变压器的主要部件是一个铁心和套在铁心上的两个绕组，如图（1）所示。一个绕组接电源，称为原绕组（一次绕组、初级），另一个接负载，称为副绕组（二次绕组、次级）。原绕组各量用下标1表示，副绕组各量用下标2表示。原绕组匝数为1N ，副绕组匝数为2N 。 图（1）变压器结构示意图
当一次绕组两端加上交流电压u 1时，绕组中通过交流电流i 1，在铁心中将产生既与一次绕组交链，又与二次绕组交链的主磁通φ。 m 1144.4? ? Φ-=f N j E （1-1-1） 1111.1111.)(? ??+-=++-=I Z E I jX R E U （1-1-2） m 2244.4? ? Φ-=f N j E （1-1-3） 2222. 2222. )(? ? ? -=+-=I Z E I jX R E U （1-1-4） k N N E E U U ===2 1 2121 （1-1-5） k U U 1 2= （1-1-6） 说明只要改变原、副绕组的匝数比,就能按要求改变电压。 1.1.2 电流变换 变压器在工作时，二次电流2I 的大小主要取决于负载阻抗模|1Z |的大小，而一次电流 1I 的大小则取决于2I 的大小。 012211? ??=+I N I N I N （1-2-7） K I I U U I 22121== （1-2-8） 说明变压器在改变电压的同时,亦能改变电流。
课题：变压器的应用 课型：讲授 教学目的要求： 1、掌握变压器在电压变换方面的应用：自耦变压器、电压互感器。 2、掌握变压器在电流变换方面的应用：电流互感器、钳形电流表。 3、了解变压器阻抗变换方面的应用。 教学重点、难点： 教学重点：变压器的电压变换和电流变化及其应用。 教学难点：变压器空载运行和电压变换，负载运行与电流变换。 教学分析： 本次课通过对变压器空载运行时，原副线圈中感应电动势的分析得出变压器的变压比概念，然后具体分析利用电压变换原理的两种常用电器元件——自耦变压器及电压互感器的工作原理，最后通过例题巩固其知识点。电流变化及阻抗变换也基本采用这一模式来讲解相关内容。 复习、提问： 1、变压器工作原理是什么？ 2、变压器的额定值有哪些，其关系是怎样的？ 教学过程： 上节课讲述了变压器的工作原理和有关磁路方面的概念。今天我们来看看变压器有哪些应用。 一、空载运行和电压变换 原线圈接上交流电压，铁心中产生的交变磁通同时通过原、副线圈，原、副线圈中交变的磁通可视为相同。 设原线圈匝数为N 1，副线圈匝数为N 2，磁通为?，感应电动势为 由此得2 1 2 1 N N E E = 忽略线圈内阻得 上式中K 称为变压比。由此可见：变压器原副线圈的端电压之比等于匝数比。 如果N 1 如果N 1>N 2，K>1，电压下降，称为降压变压器。 应用实例： 1、自耦变压器 实验室中常用的调压器就是一种可改变副绕组匝数的自耦变压器 (a)符号(b)外形(c)实际电路 图2自耦变压器 原副边电压之比是： 2、电压互感器 电压互感器属于 仪用互感器的一种，它的优点是： ⑴使测量仪表与 高压电路分开，以保证工作安全。 ⑵扩大测量仪表的量程。 注意点： （1） 为了工作安全，电压互感器的铁壳及副绕组的一端都必须接 地，以防高、低压线圈绝缘损坏时，低压线圈和测量仪表对地产生一个高电压，危及工作人员的人身安全。 （2） 副线圈不允许短路。如果电压互感器的二次侧运行中短路， 二次线圈的阻抗大大减小，就会出现很大的短路电流，使副线圈因严重发热而烧毁。因此在运行中互感器不允许短路。一般电压互感器二次侧要用熔断器。只有35千伏及以下的互感器中，才在高压侧有熔断器其目的是当互感器发生短路时把它从高压电路中切断。 二、负载运行和电流变换 负载运行：变压器的原绕组接电压U1，副绕组接负载Z L 这种运行状态称为负载运行。 根据能量守恒定律，变压器输出功率与从电网中获得功率相等，即P 1=P 2，由交流电功率的公式可得 (a)构造(b)接线图 图3电压互感器 摘要 射频设计的主要工作之一，就是使电路的某一部分与另一部分相匹配，在这两部分之间实现最大功率传输，这就需要在射频电路中加入阻抗变换器从而达到阻抗匹配的目的。本文介绍了一种中心频率为400MHz、频宽为40MHz的50～75欧姆T型阻抗变换器的设计与仿真过程。文中概述了射频阻抗变换器的种类、用途及发展。在分析了阻抗匹配理论基本知识的基础上，论述了射频阻抗变换器的设计过程，然后通过ADS软件进行设计和仿真,并对仿真结果进行了分析总结。 关键词:射频；阻抗匹配；阻抗圆图；VSWR（电压驻波比）；ADS 目录 摘要 (1) ABSTRACT................................................ 错误！未定义书签。第一章引言 (2) 1.1 概述 (2) 1.2 射频阻抗变换电路的类型 (2) 1.3 射频阻抗变换器的用途 (2) 1.4射频阻抗变换器设计的发展 (3) 第二章基本原理 (3) 2.1 阻抗匹配 (3) 2.2 史密斯圆图 (4) 2.2.1 等反射圆 (4) 2.2.2 等电阻圆图和等电抗圆图 (5) 2.2.3 Smith圆图（阻抗圆图） (7) 2.3 电压驻波比 (8) 第三章 T型阻抗变换器的设计 (9) 3.1 T型阻抗变换器（R S 在高速的设计中,阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样,在此只对几种简单常用的端接方法进行介绍。为什么要进行阻抗匹配呢?无外乎几种原因,如减少反射、控制信号边沿速率、减少信号波动、一些电平信号本身需要等等。 端接阻抗匹配一般有 5种方法: 1. 源端串联匹配, 2. 终端并联匹配, 3. 戴维南匹配, 4.RC 网络匹配, 5. 二极管匹配。 1. 串联端接匹配: 一般多在源端使用, Rs (串联电阻 =Z0(传输线的特性阻抗 -R0(源阻抗。例如:若 R0为 22,Z0为55Ω,则 Rs 应为33Ω。 优点:①器件单一; ②抑制振铃,减少过冲; ③适用于集总线型负载和单一负载; ④增强信号完整性,产生更小 EMI 。 缺点:①当 TTL,CMOS 器件出现在相同网络时,串联匹配不是最佳选择; ②分布式负载不是适用,因为在走线路径的中间,电压仅是源电压的一般; ③接收端的反相反射仍然存在; ④影响信号上升时间并增加信号延时。 2. 并联端接匹配: 此 Rt 电阻值必须等于传输线所要求的电阻值, 电阻的一端接信号,一端接地或电源。简单的终端并联匹配一般不用于 TTL,COMS 电路,因为在高逻辑状态时,此方法需要较大的驱动电流。 优点:①器件单一; ②适用于分布式负载; ③反射几乎可以完全消除; ④电阻阻值易于选择。 缺点:①此电阻需要驱动源端的电流驱动,增加系统电路的功耗; ②降低噪声容限。 此电阻值必须等于传输线所要求的电阻值。电阻的一端接信号,一端接地。简单的终端并联匹配一般不用于 TTL,COMS 电路,因为他们无法提供强大的输出电流。 3. 戴维南端接匹配: 一个电阻上拉,一个电阻下拉,通常采用 R1/R2=220/330的比值。戴维南等效阻抗必须等于走线的特性阻抗。对于大多数设计 R1>R2,否则 TTL/COMS电路将无法工作。 优点:①适用于分布式负载; ②完全吸收发送波,消除反射。 ; 缺点:①增加系统电路的功耗; 阻抗匹配的研究 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才 能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需 要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使 源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信 号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电 源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37?，在高电平时典型的输出阻抗为45?[4]；TTL驱动器和CMOS驱动 一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考 变压器和其阻抗 理想变压器是一个端口的电压与另一个端口的电压成正比，且没有功率损耗的一种互易无源二端口网络。它是根据铁心变压器的电气特性抽象出来的一种理想电路元件。 理想变压器阻抗变换作用的性质由以上的全部叙述可见，理想变压器既能变换电压和电流，也能变换阻抗，因此，人们更确切地称它为变量器。 在电子线路中，常利用理想变压器的阻抗变换作用来实现阻抗匹配，使负载获得最大功率。 1.在电子设备中，往往要求负载能获得最大输出功率。负载若要获得最大功率，必须满足负载电阻与电源电阻相等的条件，称为阻抗匹配。但在一般情况下，负载电阻是一定的，不能随意改变。而利用变压器可以进行阻抗变换，适当选择变压器的匝数比，把它接在电源与负载之间，就可实现阻抗匹配，使负载获得最大的输出功率。 如图，从变压器原绕组两端点看进去的阻抗为 从变压器副绕组两端点看进去的阻抗为 因为 表明：变比为K的变压器，可以把其副绕组的负载阻抗，变换成为对电源来说扩大到K2倍的等效阻抗。 2. 假说变压器初级/次级的匝数比为n:1，根据变压器的特性，次级电压为初级的1/n，电流为初级的n倍。 初级阻抗=初级电压/初级电流 次级阻抗=次级电压/次级电流=(1/n)初级电压/(n初级电流)=[1/(nn)]初级阻抗。或者说初级阻抗=(nn)次级阻抗。 这说明，变压器各线圈的阻抗，与线圈匝数的平方成正比。利用这一特点，可以用变压器不同匝数的线圈来变换阻抗。最简单的，就是电视机天线，用扁馈线时阻抗是300Ω，接电视机的天线输入端是75Ω，必须用一个阻抗变换插座，其中就是一个铁氧体磁芯的2：1的变压器，将300Ω与75Ω进行阻抗匹配。 3. 变压器除了可变压外还可作为一个阻抗变换器件，这在有线广播中经常用到。变压器的初次级的匝数比n=n1/n2=V1/V2,V1、V2分别是初、次级的电压，n1、n2分别为初、次级的绕组匝数。又有V1V1=PZ1、V2V2=PZ2 式中P是变压器的功率，Z1、Z2分别是初次的阻抗， 所以有Z1/Z2=V1V1/V2/V2=n1n1/n2n2 即变压器的初次级阻抗比等于初次级电压比的平方和等于匝数比的平方。 阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图: 基本原理 本文利用史密斯圆图作为RF 阻抗匹配的设计指南。文中给出了反射系数、阻抗和导 纳的作图范例，并用作图法设计了一个频率为60MHz 的匹配网络。 实践证明：史密斯圆图仍然是计算传输线阻抗的基本工具。 在处理RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大 器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预 知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF 测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括: ? 计算机仿真: 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ? 手工计算: 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ? 经验: 只有在RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 ? 史密斯圆图: 本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 w w w . p c b t e c h .n e t 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，在此只对几种简单常用的端接方法进行介绍。为什么要进行阻抗匹配呢？无外乎几种原因，如减少反射、控制信号边沿速率、减少信号波动、一些电平信号本身需要等等。 端接阻抗匹配一般有5种方法： 1.源端串联匹配， 2.终端并联匹配， 3.戴维南匹配， 4.RC网络匹配， 5.二极管匹配。 1.串联端接匹配： 一般多在源端使用，Rs（串联电阻）=Z0（传输线的特性阻抗）-R0(源阻抗）。例如：若R0为22,Z0为55Ω，则Rs应为33Ω。 优点：①器件单一； ②抑制振铃，减少过冲； ③适用于集总线型负载和单一负载； ④增强信号完整性，产生更小EMI。 缺点：①当TTL,CMOS器件出现在相同网络时，串联匹配不是最佳选择； ②分布式负载不是适用，因为在走线路径的中间，电压仅是源电压的一般； ③接收端的反相反射仍然存在； ④影响信号上升时间并增加信号延时。 2.并联端接匹配： 此Rt电阻值必须等于传输线所要求的电阻值，电阻的一端接信号，一端接地或电源。简单的终端并联匹配一般不用于TTL,COMS电路，因为在高逻辑状态时，此方法需要较大的驱动电流。 优点：①器件单一； ②适用于分布式负载； ③反射几乎可以完全消除； ④电阻阻值易于选择。 缺点：①此电阻需要驱动源端的电流驱动，增加系统电路的功耗； ②降低噪声容限。 此电阻值必须等于传输线所要求的电阻值。电阻的一端接信号，一端接地。简单的终端并联匹配一般不用于TTL,COMS电路，因为他们无法提供强大的输出电流。 3.戴维南端接匹配： 一个电阻上拉，一个电阻下拉，通常采用R1/R2=220/330的比值。戴维南等效阻抗必须等于走线的特性阻抗。对于大多数设计R1>R2,否则TTL/COMS电路将无法工作。 优点：①适用于分布式负载； ②完全吸收发送波，消除反射。； 缺点：①增加系统电路的功耗； ②降低噪声容限； 怎样理解阻抗匹配 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R 越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/[(R-r)2+4×R×r] =U2/{[(R-r)2/R]+4×r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的 匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是"短线"，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上阻抗变换器的设计与仿真
简易阻抗匹配方法.
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