Trace Termination
PWB traces [or cables] should be terminated (using one of the schemes listed below) when the trace length exceeds the following: Length > tr / [ 2 x t pr ]. Where tr = Signal rise time, t pr = Signal propagation rate .For a general approximation this page uses: 150ps/inch for FR4 [Board Material], and 130pS/inch for Polimide [Board Material]. For example, using FR4 [150ps/inch] a trace with a 1.1nS rise time would need to be terminated if it exceeded 3.3 inches. The four main ways to terminate a signal trace are shown below. Calculations for Signal propagation rate [by board type], and reflection amplitude and frequency are shown after the termination examples. As a side note: A Printed Wiring Board [PWB] trace really has no resistance [because it's very low], this page deals with Printed Wiring Board trace impedance. The resistance of a Printed Wiring Board trace has more to do with voltage drop over the signal line [trace] and nothing to do with signal reflections ~ which this page deals with. This page uses the terms Printed Wiring Board, or PWB, and Printed Circuit Card, or PCC, and Circuit Card Assembly, CCA Interchangeably. Unused IC input pins which require a Resistor pull-up are not discussed on this page. Also the information provided works for terminating a cable in addition to a board trace.
Series Trace Termination
Series [Source] Termination should only be used with one load on the line, but only requires one resistor [R], placed near the source. Source Termination also works well when the driver impedance is less than the characteristic impedance of the line. It also causes no DC path. The Series Termination resistor [R] should be selected so that the combination of the resistor [R] and the output resistance [Zs] of the driver matches the trace impedance [Zo]. Source Termination may effect the rise time of the signal because of the RC time constant [R of resistor, C of the cable]. The driver is specified with a rise time based on some unit load [say 10pF], the rise time will be reduce to the R * C time constant with the series resistor. As the rise time is decreased the over all current demand from the driving pin is also reduced. Reducing the rise time has one benefit, reducing the Instantaneous current demand on the driver [reducing ground bounce and EMI] A series terminated line does not stop reflections [the load is still not terminated, un-matched], but it does reduce [damp] the amplitude of the ringing. If a source resistor is used with multiple loads, only the last device will see a clean edge, all the other loads will see a stair step edge [until the first reflection comes back]. The step voltage seen is equal to VO * [Zo / [R + Zs + Zo]]. The voltage drop
-(t/RC)
rising
over
the
capacitor
[by
time;
t]
is
given
by:
VC = 1 - e
Parallel Trace Termination
Parallel Termination dissipates the most power (at low clock rates), but only requires one resistor. Parallel Termination will work with any number of loads. The termination resistor [R] is still selected to match the trace impedance [Zo] and may be taken to GND or Vcc [the Power Supply]. The large power dissipation occurs at low switching rates, while at faster clock rates the driver is switching all the time any how. VOH = the Voltage Output when High [watch the amount of current you can source], and VOL = Voltage Output when Low [watch the amount of current you can sink]. A reflection will occur when the termination resistor [R] does not match the trace impedance [Zo], some people set the termination resistor a bit higher then Zo to reduce the amplitude of the reflection [because the trace impedance is to low to match].
Thevenin Trace Termination
Thevenin Termination [or Split Termination] allows the selection of the correct voltage and impedance of the line, but don't use with floating outputs. This Termination scheme also provides a constant DC path, but the resistor values are normally twice as large as with Parallel Termination. The two resistors [R1 and R2] (in parallel) should be chosen to equal the line impedance [Zo], and the Thevenin voltage should be chosen to provide VT for the logic family being used. So the constant current demand calculation is Vcc / [R1 + R2], and the demand from the driving device is Vo / R1. ECL devices will pull the lower resistor to Vee, and not ground. Use the equations below to solve for the ECL values:
R1 = Zo * [Vcc - Vee / VT - Vee] R2 = Zo * [Vcc - Vee / Vcc - VT] Zo = [R1 * R2] / [R1 + R2] = Trace Impedance VT = [R1 * Vee] + [R2 * Vcc] / [R1 + R2] A capacitor may also be used to eliminate steady state DC current flow. See AC Trace Termination below.
The SCSI Bus uses R1 = 330 ohms, and R2 = 220 Ohms, with no blocking capacitor. The VME Bus uses R1 = 470 ohms, and R2 = 330 Ohms, with no blocking capacitor. The GPIB Bus uses R1 = 6.2k ohms, and R2 = 3k Ohms, with no blocking capacitor. In some cases resistor packages are used to supply a number of terminations; MIL-PRF-83401/9 defines 8 Thevenin Terminations in a SIP package. Refer to this Resistor dictionary page for a definition of Thevenin. Also refer to Resistor Network Manufacturers, or Resistor Array Schematics and common values.
AC Trace Termination
AC Termination of a line results in the lowest power drain, but also requires two parts. Current only flows while the capacitor is charging. The termination resistor [R] is still selected to match the trace impedance [Zo], while the capacitor is selected by: Xc = [3 * Tr] / Zo. The capacitor value may be traded off to select a lower value [below 200pF] for low power consumption, or higher values for a cleaner waveform but a higher power consumption at higher frequencies. Xc = 1 / [ 2 * 3.1415 * F * C] = Capacitive Reactance F = Frequency of the signal, and C = the value of the Capacitor Tr = Rise Time of the signal [in nS], and Zo = Trace Impedance
Differential Trace Termination
Differential lines also require a termination resistor if the line length exceeds the data rate, from the equation at the top of the page. The termination is placed at the destination. To reduce the current consumption AC termination may be used [but not very common]. AC Termination of a line results in the lowest power drain, but also requires two parts. Current only flows while the capacitor is charging. The termination resistor [R] is still selected to match the trace impedance [Zo], while the capacitor is selected by: Xc = [3 * Tr] / Zo.
Half-Duplex Circuits, which transmit in both directions need to be terminated at both ends of the trace. So that the destination at each end has a termination resistor. Only two termination resistors are to be used. If there are other loads [transceiver] on the bus they should be left un-terminated.
功率放大器设计的关键：输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者：未知来源:电子设计技术 关键字：功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器（功率放大器）设计，输出匹配电路的性能都是个关键。但是，在设计过程中，有一个问题常常为人们所忽视，那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器，以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。 因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件，所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同，损耗也不一样。对于设计者而言，即使他没有选择不同技术的余地，在带宽和耗散损失之间，在设计方面仍然可以做很多折衷。 匹配网络是用来实现阻抗变化的，就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统，RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器，阻抗控制着传送到输出端的功率大小，它的增益，还有它产生的噪声。因此，功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。 损耗有不同的定义，但是这里我们关心的是在匹配网络中，RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同，损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲，输出匹配损耗一直是人们关注的问题，因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间，而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。 例如，一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时，效率是55%，能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时，功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级，这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时，功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的，但是这个例子告诉我们，在功率放大器匹配网络中，损耗是首要问题。 耗散损失 现在我们来看一个网络，研究一个匹配网络（图1a）中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑，电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络（图1b）。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载（图1c）上的总功率，PL是传输到负载的那部分功率。 了解了这两个量，我们就可以知道，实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载，其比例等于PL/Pdel。 这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量，因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。 由此可知，这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为： 这里，是负载反射系数，是匹配网络的s参数， 损失就是增益的倒数。因此，耗散损失可以定义为： Ldiss = 1/GP。 对于功率放大器而言，我们为它设计的负载一般是50Ω。通常，我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω，那么就为0，于是，上面的表达式就可以简化为： 在计算一个匹配网络的耗散损失时，只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小，这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到，因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时，负载的阻抗不是50Ω，但是上述的规律依然适用。 因为反射和耗散损失很容易混淆，射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz（图2）时，对功率放大器而言，是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的，所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而，s21却是-6dB，因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络，除了一些数字噪音外，模拟的耗散损失为0dB。 在电路的模拟当中，我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭
1 请说明RF Layout原则 <1>RF布局的原则: 元器件布局是实现一个优秀RF设计的关键，最有效的技术是首先固定位于RF路径上的元器件，并调整其朝向以将RF路径的长度减到最小，使输入远离输出，并尽可能远地分离高功率电路和低功率电路。 最有效的电路板堆叠方法是将主接地面(主地)安排在表层下的第二层，并尽可能将RF线走在表层上。将RF路径上的过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感，而且还可以减少主地上的虚焊点，并可减少RF能量泄漏到层叠板内其他区域的机会。 A 尽可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来，就是让高功率RF发射电路远离低功率RF接收电路。通常可以将低噪音放大器电路放在PCB板的某一面，而高功率放大器放在另一面。 B 确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好。 C 芯片和电源去耦同样也极为重要。 D RF输出通常需要远离RF输入。 E 敏感的模拟信号应该尽可能远离高速数字信号和RF信号。 <2>RF走线的原则: 避免走线的直拐角，尽可能走弧线或45度走线，以防止阻抗不连续。 应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多填接地铜皮，并尽可能与主地相连。 RF与IF走线应尽可能走十字交叉，并尽可能在它们之间隔一块地。 确保直通过孔不会把RF能量从板的一面传递到另一面，常用的技术是在两面都使用盲孔。可以将直通过孔安排在PCB板两面都不受RF干扰的区域来将直通过孔的不利影响减到最小。 金属屏蔽罩将射频能量屏蔽在RF区域内，进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层，而且最好走线层的下面一层PCB是地层。 电感不要并行靠在一起，因为这将形成一个空芯变压器并相互感应产生干扰信号，因此它们之间的距离至少要相当于其中一个器件的高度，或者成直角排列以将其互感减到最小。 芯片和电源的去耦非常重要。许多集成了线性线路的RF芯片对电源的噪音非常敏感，通常每个芯片都需要采用高达四个电容和一个隔离电感
电线电缆基础知识培训
电线电缆基础知识培训 电线电缆基础知识培训 —、总论 电线电缆产品的种类有成千上万，应用在各行各业中。它们总的用途有两种，一种是传输电流，一种是传输信号。传输电流类的电缆最主要控制的技术性能指标是导体电阻、耐压性能；传输信号类的电缆主要控制的技术性能指标是传输性能一一特性阻抗、衰减及串音等。当然传输信号主要也靠电流（电磁波）作载体，现在随着科技发展可以用光波作载体来传输。 电缆总体来说可以分为六大类：（1）裸线类（2）电磁线（漆包线）（3）电力电缆（4）电气装备用电线电缆（5）通信电线电缆（6）光缆 我公司现在在做及销售的主要是电气装备用电线电缆及电力电缆这两大类。以下我主要给大家介绍一下这两大类产品相关的基础知识。 二、电缆基本结构 一般电缆最基本的结构有导体、绝缘层及外护层，根据要求再增加一此结构，如屏蔽层、内护层或铠装层等，为了电缆有圆整性再辅加一些填充材料。导体是传输电流或信号的载体，其他结构都是作防护用。防护的性能根据电缆产品的需要总体上有三种，一种是保护电缆本身各单元不相互或减少影响，如耐压，耐热，防电磁场产生的损耗，通信电缆防信号相互干扰等。另一种防护是保护导体中的电流不对外部产生影响，如防止电流外泄，防电磁波外泄等；最后一种保护外界不对电缆内部产生影响，如抗压、抗拉、耐热、耐候、耐燃、防水、抗电磁波干扰等。 以下对电力电缆的结构单元作一简单的介绍。 1）导体（或称导电线芯）： 其作用是传导电流。有实芯和绞合之分。材料有铜、铝、银、铜包钢、铝包钢等，主要用的是铜与铝。铜的导电性能比铝要好得多。铜导体的电阻率国家 标准要求不小于0.017241 Q .mm2/m （20°C时），铝导体的的电阻率要求 不小于0.028264 Q .mm2/m （20C时）。
何為"阻抗匹配"? 更多相关：https://www.doczj.com/doc/d710643650.html, 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载 时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说 ，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗，意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样是奥姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 . 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1
一.阻抗匹配的研究 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。 链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。 串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。 2、并联终端匹配 并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。 并联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播； B 所有的反射都被匹配电阻吸收； C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。 在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。
电缆阻抗及特性阻抗一般疑问 术语 音频：人耳可以听到的低频信号。范围在20-20kHz。 视频：用来传诵图象的高频信号。图象信号比声音复杂很多，所以它的带宽(范围)也大过音频很多，少说也有0-6MHz。 射频：可以通过电磁波的形式想空中发射，并能够传送很远的距离。射频的范围要宽很多，10k-3THz(1T=1024G)。 电缆的阻抗 本文准备解释清楚传输线和电缆感应的一些细节，只是此课题的摘要介绍。如果您希望很好地使用传输线，比如同轴电缆什么的，就是时候买一本相关课题的书籍。什么是理想的书籍取决于您物理学或机电工程，当然还少不了数学方面的底蕴。 什么是电缆的阻抗，什么时候用到它？ 首先要知道的是某个导体在射频频率下的工作特性和低频下大相径庭。当导体的长度接近承载信号的1/10波长的时候，good o1风格的电路分析法则就不能在使用了。这时该轮到电缆阻抗和传输线理论粉墨登场了。
传输线理论中的一个重要的原则是源阻抗必须和负载阻抗相同，以使功率转移达到最大化，并使目的设备端的信号反射最小化。在现实中这通常意味源阻抗和电缆阻抗相同，而且在电缆终端的接收设备的阻抗也相同。 电缆阻抗是如何定义的？ 电缆的特性阻抗是电缆中传送波的电场强度和磁场强度之比。(伏特/米)/(安培/米)=欧姆 欧姆定律表明，如果在一对端子上施加电压(E)，此电路中测量到电流(I)，则可以用下列等式确定阻抗的大小，这个公式总是成立：Z = E / I 无论是直流或者是交流的情况下，这个关系都保持成立。 特性阻抗一般写作Z0(Z零)。如果电缆承载的是射频信号，并非正弦波，Z0还是等于电缆上的电压和导线中的电流比。所以特性阻抗由下面的公式定义： Z0 = E / I 电压和电流是有电缆中的感抗和容抗共同决定的。所以特性阻抗公式可以被写成后面这个形式：
电场：任何电荷在其所处的空间中激发出对置于其中别的电荷有作用力的物质。 磁场：任一电流元在其周围空间激发出对另一电流元（或磁铁）具有力作用的物质。 标量场：物理量是标量的场成为标量场。 矢量场：物理量是矢量的场成为矢量场。 静态场：场中各点对应的物理量不随时间变化的场。 有源场：若矢量线为有起点，有终点的曲线，则矢量场称为有源场。 通量源：发出矢量线的点和吸收矢量线的点分别称为正源和负源，统称为通量源。 有旋场：若矢量线是无头无尾的闭曲线并形成旋涡，则矢量场称为有旋场。 方向导数：是函数u （M ）在点 M0 处沿 l 方向对距离的变化率。 梯度：在标量场 u (M ) 中的一点 M 处，其方向为函数 u (M )在M 点处变化率最大的方向，其模又恰好等于此最大变化率的矢量 G ，称为标量场 u (M ) 在点 M 处的梯度，记作 grad u (M )。 通量：矢量A 沿某一有向曲面S 的面积分为A 通过S 的通量。 环量：矢量场 A 沿有向闭曲线 L 的线积分称为矢量 A 沿有向闭曲线 L 的环量。 亥姆霍兹定理：对于边界面为S 的有限区域V 内任何一个单值、导数连续有界的矢量场，若给定其散度和旋度，则该矢量场就被确定，最多只相差一个常矢量；若同时还给出该矢量场的边值条件，则这个矢量场就被唯一确定。（前半部分又称唯一性定理） 电荷体密度： ，即某点处单位体积中的电量。 传导电流：带电粒子在中性煤质中定向运动形成的电流。 运流电流：带电煤质本身定向运动形成形成的电流。 位移电流：变化的电位移矢量产生的等效电流。 电流密度矢量（体（面）电流密度）：垂直于电流方向的单位面积（长度）上的电流。 静电场：电量不随时间变化的，静止不动的电荷在周围空间产生的电场。 电偶极子：有两个相距很近的等值异号点电荷组成的系统。 磁偶极子：线度很小任意形状的电流环。 感应电荷：若对导体施加静电场，导体中的自由带电粒子将向反电场方向移动并积累在导体表面形成某种电荷分布，称为感应电荷。 导体的静电平衡状态：把静电场中导体内部电场强度为零，所有带电粒子停止定向运动的状态称为导体的静电平衡状态。 电壁：与电力线垂直相交的面称为电壁。 磁壁：与磁力线垂直相交的面称为磁壁。 介质：(或称电介质)一般指不导电的媒质。 介质的极化：当把介质放入静电场中后，电介质分子中的正负电荷会有微小移动，并沿电场方向重新排列，但不能离开分子的范围，其作用中心不再重合，形成一个个小的电偶极子。这种现象称为介质的极化。 媒质的磁化：外加磁场使煤质分子形成与磁场方向相反的感应磁矩 或使煤质的固有分子磁矩都顺着磁场方向定向排列的现象。 极性介质：若介质分子内正负电荷分布不均匀，正负电荷的重心不重合的介质。 极化强度：定量地描述介质的极化程度的物理量。 介质的击穿：若外加电场太大，可能使介质分子中的电子脱离分子的束缚而成为自由电子，介质变成导电材料，这种现象称为介质的击穿。 dV dq V q V =??=→?0lim ρ
差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源端匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL 或CMOS 电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。 链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。 串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。 2、并联终端匹配 并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。 并联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播； B 所有的反射都被匹配电阻吸收； C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。 在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。 双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：
用LC 元件设计L 型的阻抗匹配网络 一 设计要求： 用分立LC 设计一个L 型阻抗匹配网络，使阻抗为Z s =25-j*15 Ohm 的信号源与阻抗为Z L =100-j*25 Ohm 的负载匹配，频率为50Mhz 。（L 节匹配网络） 二 阻抗匹配的原理 用两个电抗元件设计L 型的匹配网络，应该是匹配网络设计中最简单的一种， 但仅适用于较小的频率和电路尺寸的范围，即L 型的匹配网络有其局限性 在RF 理论中，微波电路和系统的设计（包括天线，雷达等），不管是无源电路还是有源电路，都必须考虑他们的阻抗匹配（impedance matching ）问题。阻抗匹配网络是设计微波电路和系统时采用最多的电路元件。其根本原因是微波电路传输的是电磁波，不匹配会引起严重的反射，致使严重损耗。所以在设计时，设计一个好的阻抗匹配网络是非常重要的。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 根据最大功率传输定理，要获得信号源端到负载端的最大传输功率，需要满足信号源阻抗与负载阻抗互为共轭的条件，即L L S S iX R iX R +=+。若电路为纯电阻电路则0==L S X X ， 即L S R R =。而此定理表现在高频电路上，则是表示无反射波，即反射系数为0.值得注意的是，要得到最佳效率的能量传输并不需要负载匹配，此条件只是避免能量从负载端到信号源端形成反射的必要条件。当RL=Rs 时可获得最大输出功率,此时为阻抗匹配状态。无论负载电阻大于还是小于信号源内阻,都不可能使负载获得最大功率,且两个电阻值偏差越大,输出功率越小. 阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输人电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。 为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输人、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路。 L 型匹配网络通常不用于高频电路中，以及如果在窄带射频中选用了L 型匹配网络，也应该注意他的匹配禁区，在这个禁区中，无法在任意负载阻抗中和源阻抗之间实现预期的匹配，即应选择恰当的L 型匹配网络以避开其匹配禁区。 三 设计过程 1新建ADS 工程，新建原理图，在元件面板列表中选择“simulation S--param ”在原理图中
阻抗匹配概念 阻抗匹配概念 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超
射频同轴电缆特性阻抗Z C 的测试 胡 树 豪 这里介绍射频同轴电缆特性阻抗Z C 的6种测试方法。它们同样也适合于双绞线，只不过仪器要转换为差分系统而已。 一、λ/4线接负载法 1、测试方法与步骤： ·待测电缆一段，长约半米（无严格要求），两端装上连接器。扫频范围由仪器低频扫到百余兆赫即可。对于其它长度的电缆，扫频范围请自定。 ·仪器工作在测反射（或回损）状态，作完校正后画面应选阻抗圆图。 ·在测试端口接上待测电缆，电缆末端接上精密负载。 ·画面不外三种情况： 轨迹集中为一点，则Z C = Z 0（测试系统特性阻抗，一般为50Ω）。 轨迹呈圆弧或圆圈状，在圆图右边，则Z C > Z 0 。 轨迹呈圆弧或圆圈状，在圆图左边，则Z C < Z 0 。 ·将光标移到最接近实轴的点上，记下此点的电阻值R in （不管电抗值）。 n i C R Z Z 0= 例如：R in = 54Ω，则Z C = 52Ω，若R in = 46Ω，则Z C = 48Ω。 若轨迹不与实轴相交，则扫频范围不够或电缆太短；若交点太多，则扫频范围太宽或电缆太长。 2、优点 轨迹直观连续，不易出错。 连接器的反射可以通过λ/4线抵消。 3、缺点 必须截取短样本。 必须两端装连接器。 电缆质量必须较好，否则不同频率的测试结果起伏较大，不好下结论。 4、物理概念与对公式的理解 λ/4线有阻抗变换作用，其输入阻抗Z in 与负载阻抗Z L 之间满足Z in = Z C 2/Z L 关系。 现在Z L = Z 0，Z in = R in ，代入展开即得上面的Z C 计算公式。 λ/4线的阻抗变换公式是众所周知的，但作为特性阻抗的测试方法却未曾见。在测阻抗曲线试验中发现，与实轴相交的这一点是可用来测特性阻抗的；因为它把矛盾扩大了，反而更容易测准。由于曲线是很规矩的，不易出错。但必须用第一个交点，即除原点以外的最低频率的与实轴最近的一点，用第二点就可能出问题。换句话说，待测电缆的电长度应为λ/4的奇数倍，不能是偶数倍。 二、λ/8线开、短路法 1、测试方法与步骤： ·样本与扫频方案 对于已装好连接器的跳线，长度已定，只能由长度定扫频方案而对于电缆原材料，则可以按要求频率确定下料长度。此时待测电缆一头装连接器即可。
ADS软件学习及阻抗匹配电路的仿真设计 专业班级：电子信息科学与技术3班 姓名： 学号： 一、实验内容 用分立LC设计一个L型阻抗匹配网络，实现负载阻抗（30+j*40）(欧姆) 到50(欧姆)的匹配，频率为1GHz。 二、设计原理 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。 要实现最大的功率传输，必须使负载阻抗与源阻抗匹配，这不仅仅是为了减小功率损耗，还具有其他功能，如减小噪声干扰、提高功率容量和提高频率响应的线性度等。通常认为，匹配网络的用途就是实现阻抗变换，就是将给定的阻抗值变换成其他更合适的阻抗值。 基本阻抗匹配理论: ——（1） ——（2），由（1）与(2)可得：——（3）
当RL=Rs时可获得最大输出功率，此时为阻抗匹配状态。无论负载电阻大于还是小于信号源内阻，都不可能使负载获得最大功率，且两个电阻值偏差越大，输出功率越小。 广义阻抗匹配： 阻抗匹配概念可以推广到交流电路，当负载阻抗ZL与信号源阻抗Zs共轭时，即ZL=Zs，能够实现功率的最大传输，称作共轭匹配或广义阻抗匹配。 如果负载阻抗不满足共轭匹配条件，就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络N，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。 三设计过程 1、新建ADS工程，新建原理图。在元件面板列表中选择“Simulation S--param”,在原理图中放两个Term和一个S-Parameters控件，分别把Term1设置成Z=5Oohm,Term2 设置成Z=30+j*40ohm，双击S-Parameters控件，弹出设置对话框，分别把Start设置成10MHz,Stop设置成2GHz，Step-size设置成1MHz。 2、在原理图里加入Smith Chart Matching 控件，并设置相关的频率和输入输出阻抗等参数。 3、连接电路。 4、在原理图设计窗口，执行菜单命令tools->Smith Chart,弹出Smart Component，选择“Update SmartComponent from Smith Chart Utility”，单击“OK”。 5、设置Freq=0.05GHz，Z0=50ohm。单击DefineSource /load Network terminations 按钮，弹出“Network Terminations”对话框，设置源和负载阻抗，然后依次单击“Apply”和“OK”。 6、采用LC分立器件匹配。 7、单击“Build ADS Circuit”按钮，即可以生成相应的电路。 8、进行仿真，要求其显示S(1,1)和S(2,1)单位为dB的曲线。
功放与扬声器的匹配法则 （资料来源：中国联保网） 功率放大器和扬声器二者只有做到阻抗匹配、功率匹配、工作频率匹配才能保证设备的安全运行并充分发掘出最大的潜能。 阻抗匹配 抛开枯燥的理论知识，简单的解释就是功率放大器（功放）能承受一定范围阻抗的扬声器（喇叭）。 只有接在功放上的扬声器阻抗在这个范围内，功率放大器才能安全工作并提供最理想的功率输出！不同型号的功率放大器能承受的阻抗是不同的。例如：阿尔派MRV系列功放的额定阻抗是4欧姆（每路4欧姆），MRD系列功放的额定阻抗是2欧姆。 功率匹配 进行功率匹配时，必须首先弄清楚通常标称功率的两种指标：最大功率和持续输出功率（RMS）。有很多品牌的功率放大器和扬声器习惯最大功率评判设备的优劣。其实这是很不科学的评判方法。最大功率的标称是不考虑失真情况下，设备在极短时间（通常只有几毫秒）内不发生物理损坏或电气损坏时的功率值。持续输出功率（RMS）则是在不产生失真的情况下，能够持续稳定工作的功率。只有这个数值才能真正反映设备的工作状态。 通常很多人可能会导致扬声器线圈烧毁的主要因素是功率放大器的功率比扬声器大造成的。所以进行设备搭配的时候，习惯扬声器的功率比功放的大。这是一个非常常见的误区！ 其实，功放的持续输出功率值小于扬声器的持续输出功率才最容易导致扬声器的毁坏。因为假如功放的持续输出功率100W，扬声器的持续输出功率200W。当连接系统后，一旦调节音量旋钮，输出功率在100W左右时，功率放大器已经处于满负荷运转状态。而扬声器还有很多余量，一旦用户继续提高音量，这时候的输出功率超过了功率放大器的持续输出功率值，也就是失真开始产生的时刻！这种失真被称为“削波失真”，在专业音响行业内被称为“扬声器杀手”。这种失真的信号，即使功率很小也能产生类似直流的电信号，很轻易地就能烧毁扬声器的线圈！对于一款持续输出功率200W的扬声器来说，失真率为50 %的150W电信号比无失真的300W信号更可怕！ 所以在专业音响领域，保持功率放大器的“余量”是系统搭配中重要的因素。习惯做法要保证低音功率放大器的持续输出功率为扬声器持续输出功率的2倍以上！在汽车音响中
电线电缆基本知识(二)
电线的制造流程伸铜丝绞铜丝隔离外被押出芯线押出 芯线绞合
电气性能 ?导体阻抗:即导体本身的阻抗,由导体的材质和面积和长度 决定(其中有些材料与温度有关).不同AWG数的导体导体阻抗不同,并且AWG数越大阻抗越小. ?耐电压:确定电线电缆在规定的额定电压下和短暂的过电 压下(可能是切换开关、遽增的电压及其它类似的现象所造成)尚能正常运作。 ?绝缘阻抗:电线通过直流电压后，其表面产生漏电流所形 成之阻值. ?特性阻抗Z0(impedance)：电缆在终端匹配的情况下，电 磁波沿电缆传播所遇到阻抗，称为特性阻抗，单位为Ω。 电缆的特性阻抗与其结构尺寸和介电常数(ε)等有关.电缆组件特征阻抗必须与其连接之电子组件讯号线的特征阻抗相匹配, 以减少高频讯号在通过连接器时产生反射而造成NOISE.
?串音:串音噪声(Crosstalk)是指在高频时, 某一条信号线上传递的电子信号在其附近的信号线上因电磁感应而产生之噪声,串音噪声会随着频率的增高及Pin与Pin距离缩小而增大,当串音噪声太大时会造成信号失真, 甚至造成电子电路的误触发及错误?衰减: 电流方向的电压降( 线路上的损耗值) ?延时: 信号从一端输出,到另一端接收到之间的时间差量 确保各讯号之间的同步
物理性能 ?耐燃实验: 测试电线的耐燃烧状况,是否合乎相关 规范. ◆水平燃烧 ◆垂直燃烧 垂直燃烧标准:VW-1燃烧整条线 VW-1S燃烧芯线 VW-1SC 单独燃烧外被 ◆上升燃烧试验 ?耐高温实验:模拟电线在高温状况后,电线的耐压 和绝缘状况.一般标准为:80℃ 96H ?耐低温实验:模拟电线在低温状况后,电线的耐压 和绝缘状况.一般标准为: -25 ℃ 96H
差分线对在高速PCB设计中的应用 时间:2007-04-28 来源: 作者:王延辉谢锘点击：3269 字体大小:【大中小】 摘要:在高速数字电路设计过程中，工程师采取了各种措施来解决信号完整性问题，利用差分线传输高速数字信号的方法就是其中之一。在PCB中的差分线是耦合带状线或耦合微带线，信号在上面传输时是奇模传输方式，因此差分信号具有抗干扰性强，易匹配等优点。随着人们对数字电路的信息传输速率要求的提高，信号的差分传输方式必将得到越来越广泛的应用。 1 用差分线传输数字信号 如何在高速系统设计中考虑信号完整性的因素，并采取有效的控制措施，已成为当今国内外系统设计工程师和PCB设计业界的一个热门课题。利用差分线传输数字信号就是高速数字电路中控制破坏信号完整性因素的一项有效措施。 在印刷电路板上的差分线，等效于工作在准TEM模的差分的微波集成传输线对，其中，位于PCB顶层或底层的差分线等效于耦合微带线；位于多层PCB的内层的差分线，正负两路信号在同一层的，等效于侧边耦合带状线，正负两路在相邻层的，等效于宽边耦合带状线。数字信号在差分线上传输时是奇模传输方式，即正负两路信号的相位相差180°，而噪声以共模的方式在一对差分线上耦合出现，在接受器中正负两路的电压(或电流)相减，从而可以获得信号，消除共模噪声。而差分线对的低压幅或电流驱动输出实现了高速集成功耗的要求。 2 差分线的阻抗匹配 差分线是分布参数系统，因此在设计PCB时必须进行阻抗匹配，否则信号将会在阻抗不连续的地方发生反射，信号反射在数字波形上主要表现为上冲、下冲和振铃现象。式(1)是一个信号的上升沿(幅度为E G)从驱动端经过差分传输线到接收端的频率响应： 其中信号源的电动势为E G，内阻抗为：Z G，负载阻抗为Z L；Hl(ω)为传输线的系统函数；ΓL和ΓG分别是信号接收端和信号驱动端的反射系数，由以下两式表示： 由式(1)可以看出，传输线上的电压是由从信号源向负载传输的入射波和从负载向信号源传输的反射波的叠加。只要我们通过阻抗匹配使ΓL和ΓG等于0，就可以消除信号反射现象。在实际工程应用中，一般只要求ΓL=0，这是因为只要接收端不发生信号反射，就不会有信号反射回源端并发生源端反射。
详细了解电缆的特性阻抗 术语 音频：人耳可以听到的低频信号。范围在20-20kHz。 视频：用来传诵图象的高频信号。图象信号比声音复杂很多，所以它的带宽（范围）也大过音频很多，少说也有0-6MHz。 射频：可以通过电磁波的形式想空中发射，并能够传送很远的距离。射频的范围要宽很多，10k-3THz（1T=1024G）。 电缆的阻抗 本文准备解释清楚传输线和电缆感应的一些细节，只是此课题的摘要介绍。如果您希望很好地使用传输线，比如同轴电缆什么的，就是时候买一本相关课题的书籍。什么是理想的书籍取决于您物理学或机电工程，当然还少不了数学方面的底蕴。 什么是电缆的阻抗，什么时候用到它？ 首先要知道的是某个导体在射频频率下的工作特性和低频下大相径庭。当导体的长度接近承载信号的1/10波长的时候，good o1风格的电路分析法则就不能在使用了。这时该轮到电缆阻抗和传输线理论粉墨登场了。 传输线理论中的一个重要的原则是源阻抗必须和负载阻抗相同，以使功率转移达到最大化，并使目的设备端的信号反射最小化。在现实中这通常意味源阻抗和电缆阻抗相同，而且在电缆终端的接收设备的阻抗也相同。 电缆阻抗是如何定义的？ 电缆的特性阻抗是电缆中传送波的电场强度和磁场强度之比。（伏特/米）/（安培/米）=欧姆 欧姆定律表明，如果在一对端子上施加电压（E），此电路中测量到电流（I），则可以用下列等式确定阻抗的大小，这个公式总是成立： Z = E / I 无论是直流或者是交流的情况下，这个关系都保持成立。 特性阻抗一般写作Z0（Z零）。如果电缆承载的是射频信号，并非正弦波，Z0还是等于电缆上的电压和导线中的电流比。所以特性阻抗由下面的公式定义： Z0 = E / I 电压和电流是有电缆中的感抗和容抗共同决定的。所以特性阻抗公式可以被写成后面这个形式：
电缆的阻抗 术语 音频：人耳可以听到的低频信号。范围在20-20kHz。 视频：用来传诵图象的高频信号。图象信号比声音复杂很多，所以它的带宽（范围）也大过音频很多，少说也有0-6MHz。 射频：可以通过电磁波的形式想空中发射，并能够传送很远的距离。射频的范围要宽很多，10k-3THz(1T=1024G)。 电缆的阻抗 本文准备解释清楚传输线和电缆感应的一些细节，只是此课题的摘要介绍。如果您希望很好地使用传输线，比如同轴电缆什么的，就是时候买一本相关课题的书籍。什么是理想的书籍取决于您物理学或机电工程，当然还少不了数学方面的底蕴。 什么是电缆的阻抗，什么时候用到它？ 首先要知道的是某个导体在射频频率下的工作特性和低频下大相径庭。当导体的长度接近承载信号的1/10波长的时候，good o1风格的电路分析法则就不能在使用了。这时该轮到电缆阻抗和传输线理论粉墨登场了。 传输线理论中的一个重要的原则是源阻抗必须和负载阻抗相同，以使功率转移达到最大化，并使目的设备端的信号反射最小化。在现实中这通常意味源阻抗和电缆阻抗相同，而且在电缆终端的接收设备的阻抗也相同。 电缆阻抗是如何定义的？ 电缆的特性阻抗是电缆中传送波的电场强度和磁场强度之比。（伏特/米）/（安培/米）=欧姆 欧姆定律表明，如果在一对端子上施加电压（E），此电路中测量到电流（I），则可以用下列等式确定阻抗的大小，这个公式总是成立： Z = E / I 无论是直流或者是交流的情况下，这个关系都保持成立。 特性阻抗一般写作Z0（Z零）。如果电缆承载的是射频信号，并非正弦波，Z0还是等于电缆上的电压和导线中的电流比。所以特性阻抗由下面的公式定义： Z0 = E / I 电压和电流是有电缆中的感抗和容抗共同决定的。所以特性阻抗公式可以被写成后面这个形式： 其中 R=该导体材质（在直流情况下）一个单位长度的电阻率，欧姆 G=单位长度的旁路电导系数（绝缘层的导电系数），欧姆 j=只是个符号，指明本项有一个+90'的相位角（虚数） π=3.1416