第32卷第9期中国电机工程学报V ol.32 No.9 Mar.25, 2012
2012年3月25日Proceedings of the CSEE ?2012 Chin.Soc.for Elec.Eng. 65 文章编号：0258-8013 (2012) 09-0065-07 中图分类号：TM 85 文献标志码：A 学科分类号：470?40
一族非隔离双向直流变换器
吴红飞，陆珏晶，石巍，张君君，邢岩
(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省南京市 210016)
A Family of Non-isolated Bi-directional DC-DC Converters
WU Hongfei, LU Juejing, SHI Wei, ZHANG Junjun, XING Yan
(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics),
Nanjing 210016, Jiangsu Province, China)
ABSTRACT: A family of non-isolated bi-directional DC converter (BDC) based on negative-coupled-inductor (NCI) was proposed. By utilizing the induced potential of the introduced NCI to block the body diode of MOSFET, the reverse-recovery problem associated with the body diode is eliminated. Furthermore, according to the analysis of the equivalent circuit of NCI and filter inductor, by replacing the two inductors with a positive-coupled-inductor (PCI), a family of non-isolated BDC based on PCI was proposed. The control of the proposed BDCs is the same as conventional unidirectional DC converter and has no extra soft start circuit required for the BDCs. The proposed BDCs have advantages of high efficiency, simple control and high reliability. The topology derivation process was presented and the operation principles of the proposed BDCs were analyzed in detail with experimental results given to verify the proposed topologies.
KEY WORDS: bi-directional DC converter (BDC); coupling inductor; topology; body-diode reverse-recovery
摘要：提出一族基于反向耦合电感的非隔离双向直流变换器(bi-directional DC converter，BDC)，通过引入反向耦合电感，利用电感感应电势阻断不工作MOSFET的体二极管，消除了传统双向变换器中开关管寄生体二极管的反向恢复问题；通过反向耦合电感与滤波电感等效电路的分析，将反向耦合电感与滤波电感用一个同向耦合电感代替，提出一族基于PCI的非隔离双向直流变换器。所提出的变换器控制与传统单向变换器相同，不需要专门的软启动电路，兼顾了较高变换效率、控制简单和高可靠性。给出拓扑推演过程，详细分析拓扑工作原理，并通过实验验证理论分析的正确性。
基金项目：国家自然科学基金项目(51077071)；江苏省科技成果转化基金(BA2008001)。
Project Supported by National Natural Science Foundation of China (51077071); Grant from the Transformation of Scientific and Technological Achievements in Jiangsu Province(BA2008001). 关键词：双向直流变换器；耦合电感；拓扑；体二极管反向恢复
0 引言
双向直流变换器(bi-directional DC converter，BDC)在航空航天供电系统[1-2]、新能源发电系统[3-9]、电动汽车[10-12]等供电系统中获得了广泛应用，常用于不同直流母线之间的功率传输、蓄电池充放电管理等[1-20]。传统BDC是通过将单向直流变换器中的有源和无源开关管用电流双向开关管(如MOSFET)替代的方法构成[1-2]。然而，由于MOSFET 寄生体二极管的影响，传统BDC存在严重的体二极管反向恢复问题，体二极管的反向恢复会在开关管上引起严重的电压尖峰，导致开关管失效，降低变换器的可靠性，同时，还会降低变换器的效率。为避免寄生体二极管的反向恢复问题，常用的解决方案包括：1）额外采用肖特基或快恢复二极管与MOSFET并联；2）用二极管将MOSFET的体二极管阻断，再额外并联专门的二极管[1]；3）采用软开关技术[14-20]。然而：方案1）无法保证开关管关断后，寄生体二极管中的电流可靠换流到并联的二极管；方案2）虽然能完全避免寄生体二极管的导通，但串联二极管引入了额外的导通损耗，且增加的二极管数量较多；采用软开关技术来实现开关管的零电压开通，能够有效避免反向恢复问题，但电路和控制复杂，其中一种简单的实现方案是通过增大电感电流纹波，使每个开关周期内电感电流自然过零，利用电感能量实现开关管的软开关[1]，但导通损耗增加，在轻载时，环流引起的损耗很大，因此不适合于电流较大的应用场合。
此外，由于传统BDC采用开关管互补导通策略，在BDC两端都与“源”相连的情况下，需要
DOI:10.13334/j.0258-8013.pcsee.2012.09.011
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设置专门的软启动电路[4-5, 9]，控制复杂；而开关管互补导通时，还存在由于误触发、干扰等导致的电路直通危险，且其中任意一个开关管失效，整个BDC 就无法工作。因此，不适合于航空航天供电系统等对可靠性有特殊要求的应用场合。
本文提出一族非隔离BDC 拓扑，能够有效避免开关管寄生体二极管的反向恢复问题，且无需专门的软启动控制电路，不存在电路直通的危险，具有拓扑和控制简单、效率高、可靠性高等优点。
1 BDC 拓扑及其工作原理分析
1.1 BDC 拓扑的提出
采用MOSFET 直接并联肖特基或快恢复二极管的方式，无法保证开关管关断后，寄生体二极管中的电流可靠换流到并联的二极管。为了使BDC 在滤波电感续流时，电感电流可靠换流到专用二极管中，需要将开关管原有的寄生体二极管阻断。利用反向耦合电感可以实现上述目的，如图1所示：在传统BDC 电路的基础上，引入一个小的耦合电感，使续流二极管与对应的开关管通过耦合电感并联，当其中一个开关管工作时，另外一个开关管保持关断，利用耦合电感感应的电压，可以保证不工作的开关管体二极管处于截止状态，从而消除开关管寄生体二极管的反向恢复问题。
L
U L
U D 1
L 2
图1 Buck-Boost BDC 拓扑生成
Fig. 1 Generation of topology of Buck-Boost BDC
1.2 工作原理与分析
将本文提出的Buck-Boost BDC 重画如图2(a)所示，图中D S1、D S2和C DS1、C DS2分别为开关管S 1、S 2的体二极管和寄生电容，C DS1=C DS2=C DS ，L 1、L 2为耦合电感，L 1=L 2=L c 。变换器工作于Buck 模式时，S 1为主开关管，S 2和D 2一直关断，忽略C DS1的影响，并将耦合电感用Y 型等效电路代替，得到
L
U H D 1
L 1
(a) 双向Buck-Boost 变换器
L
U H
(b) Buck 模式等效电路
L
U H L e1
(c) Boost 模式等效电路
C DS
u DS2_ac (u DS1_ac )+
?
(1+k )L c
(1+k )L c L f +kL c
(d) 等效谐振电路
图2 双向Buck-Boost 变换器及其等效电路 Fig. 2 Bidirectional Buck-Boost converter and
its equivalent circuits
Buck 工作模式下的等效电路，如图2(b)所示，其中L e1=L e2=(1+k )L c ，L e3=L f ?kL c ，k 为耦合电感的耦合系数；同理，可以得到BDC 在Boost 模式下的等效电路，如图2(c)所示。
变换器工作在Buck(Boost)模式时，S 1(S 2)采用PWM 控制，S 2(S 1)一直关断；由于S 1(S 2)的开关动
作，导致A 点电位发生变化，从而引起C DS2(C DS1)
与电感L e1、L e2和L e3谐振，等效谐振电路如图2(d)所示。令：u DS2=u DS2_dc + u DS2_ac (u DS1=u DS1_dc +u DS1_ac )，其中u DS2_ac
(u DS1_ac)为谐振电路稳态工作时u DS2(u DS1)的交流分量，则u DS2(u DS 1)的直流分量u DS2_dc (u DS1_dc )由A 点电压的直流分量决定。对于图2(d)所示的谐振电路，等效谐振电感
22f c c
r c f
2(1)(1)k L L k L L L L ++?=+ (1)
特征阻抗
r Z (2)
第9期 吴红飞等：一族非隔离双向直流变换器 67
图3(a)和(b)分别给出了Buck-Boost BDC 在Buck 和Boost 模式下的仿真波形，主要仿真参数如下：U L =8 0V ；U H =120 V ；L f =25 μH ；耦合电感L c =
4.6 μH ；耦合系数k =0.88；C DS =900 pF ；开关频率100 kHz ；输出功率P o =1 kW 。由仿真波形可知，变换器在两种工作模式下的工作原理相似。以图3(a)所示的Buck 模式为例，详细分析变换器的工作原理。变换器在一个开关周期内共有6个开关模态，各模态等效电路如图4所示。
?u D S 1/V
u D S 2/V i 1/A i 2/A
0 1 2 3 4 5 6
(a) Buck 模式仿真波形
u GS1
u D S 1/V
u D S 2/V i 1/A i 2/A
(b) Boost 模式仿真波形
150 0 150 0 0 ?20
1 ?1 u GS1
图3 仿真结果
Fig. 3 Simulation waveforms
1）模态1[t 0~t 1]，如图4(a)所示，t 0之前，S 1关断，i 1通过D 1续流，C DS2与L e1、L e2和L e3谐振：
e1L c
DS2_dc L
e1e3c f
(1)L U k L u U L L L L +==++ (3)
t 1时刻，S 1导通，D 1截止，由于谐振电流i 2很
小，i 1近似线性增加，C DS2与L f 、L 1和L 2谐振，
此时：
L e1H e3
DS2_dc
c f
U L U L u L L +=+ (4)
2）模态2[t 1~t 2]，如图4(b)所示，t 1时刻，u DS2=U H ，D 2导通，由于D 2的钳位作用，i 2达到负的最大值：
L c
21H r c f (1)()[
]/U k L i t U Z L L +=?+ (5)
L
U H
(a) 等效电路1
L
U H
(b) 等效电路2
L
U
(c) 等效电路3
L
U
(d) 等效电路4
图4 各模态等效电路
Fig. 4 Equivalent circuits in different modes
在该模态，i 1和i 2的变化斜率相等，直到t 2时刻，i 2减小到0：
e1e212
H L e3e1e2d d ()/()d d L L i i U U L t t L L ==?++ (6) 3）模态3[t 2~t 3]，如图4(a)所示，t 2时刻开始，i 1近似线性增加，谐振电路进入稳态工作。
4）模态4[t 3~t 4]，如图4(c)所示，t 3时刻，S 1关断，D 1导通，t 3时刻以后，u DS2_dc 如式(3)所示，
在该模态，i 1近似线性减小，i 2谐振增加。
5）模态5[t 4~t 5]，如图4(d)所示，t 4时刻，u DS2=0，D S2导通，由于D S2的钳位作用，i 2达到正的最大值：
L e1H e3
24c f r
()()U L U L i t L L Z +=
+ (7)
在该模态，i 1和i 2的变化斜率相等，直到t 5时
刻，i 2减小到0：
e1e212
H e3e1e2
d d /()d d L L i i U L t t L L ==++ (8)
68 中 国 电 机 工 程 学 报 第32卷
6）模态6[t 5~t 6]，如图4(c)所示，t 5时刻开始，D S2关断，i 1近似线性减小，谐振电路进入稳态工作。
上述工作模态的分析忽略了变换器中线路寄生阻抗的影响，实际电路工作时，由于线路阻抗的影响，u DS2_ac 是不断衰减的。 1.3 耦合电感分析
根据工作模态的分析可知，BDC 工作于Buck 模式时，在电感续流模态(模态6)，耦合电感感应产生如式(3)所示的电压u DS2_dc ，保证了S 2体二极管处于截止状态。为了消除S 2体二极管反向恢复的问题，应该保证S 1开通时，工作模态5已经结束，即
D S2已经关断，谐振电路进入稳态工作。因此，需要使得t 4时刻，电流i 2的最大值小于滤波电感L f 电流峰峰值Δi Lf 的一半：
L e1H e324Lf c f r 1
()()2U L U L i t i L L Z +=<Δ+ (9)
将式(1)、(2)、L e1、L e2代入式(9)后整理得：
Lf 1
2i <Δ (10) 考虑到L f >L c ，因此L c 及其耦合系数k 越大，
i 2(t 4)越小。从减小不工作支路谐振电流峰值的角度，L c 越大越好，但从减小耦合电感体积、重量的角度，L c 则越小越好。在实际绕制耦合电感的时候，首先使耦合系数k 尽量大，然后根据式(10)可以确定耦合电感最小值，在此基础上，综合考虑谐振支路电流峰值、耦合电感体积、重量等因素确定电感值。
根据上述分析可知，耦合电感的引入导致电容
C DS 的谐振，由此产生部分损耗，但由于C DS 很小，由此产生的损耗也很小，对变换器效率的影响有限；另一方面：由于BDC 两个功率传输方向的开关管通过耦合电感彼此独立，两开关管无需互补导通，开关管的驱动、控制与单向变换器完全一致，即使在变换器两端都与“源”相接的情况下，也不需要额外设置软启动电路。
2 实验结果与分析
样机参数与仿真模型参数一致，其中S 1、S 2为IXTQ82N25，D 1、D 2为DSA90C200HB 。
图5、6分别给出了变换器在Buck 模式和Boost 模式下的满载实验波形。由图可知，由于电感续流电流不流经开关管体二极管，脉宽调制(pulse width
modulation ，
PWM)开关工作的开关管在关断时电压尖峰很小，由于耦合电感的影响，不工作的开关管
u D S 1，u D 1 (100 V /格) t (4 μs/格)
(a) u G S1、u D S1、u D 1和i 1
u GS 1u D S1
u D 1
i 1
u G S 1
(10 V /格)
i 1 (10 A /格)
u D S 2，u D 2 (100 V /格) t (4 μs/格)
(b) u GS1、u DS2、u D2和i 2
u GS1u DS2
u D2 i 2 u G S 1
(10 V /格)
i 2 (2 A /格)
图5 Buck 模式满载实验波形 Fig. 5 Experimental waveforms under
Buck state and full load
t (4 μs/格)
(a) u GS1、u DS1、u D1和i 1
u GS1u DS1u D1i 1
i 1 (2 A /格) u D S 1，u D 1 (100 V /格) u G S 1
(10 V /格)
t (4 μs/格)
(b) u GS1、u DS2、u D2和i 2
u GS1u DS2u D2
i 2 i 2 (10 A /格) u D S 2，u D 2
(100 V /格) u G S 1 (10 V /格)
图6 Boost 模式满载实验波形 Fig. 6 Experimental waveforms under
Boost state and full load
寄生电容谐振，导致其漏源电压振荡，与理论分析一致。
图7为变换器在Buck 模式和Boost 模式下的效率曲线，其中以Buck 模式输出功率为正，Boost 模式输出功率为负。变换器在整个负载范围内都具有很高的变换效率，Buck 模式和Boost 模式的满载效率分别为97.6%和97.3%，最高效率超过了98%。由图7可知，变换器在Buck 模式下的效率略高于
Boost 模式下的效率：变换器在两种工作模式下的开关损耗几乎相等，但Buck 模式下开关管导通时
第9期 吴红飞等：一族非隔离双向直流变换器 69
P o /W
η/%
?1 200
?600
图7 效率曲线 Fig. 7 Efficiency curve
间比二极管导通时间长，Boost 模式则与之相反，由于开关管导通压降比二极管导通压降小，因此
Buck 模式下效率较Boost 模式略高。
3 一族非隔离BDC 拓扑
3.1 反向耦合电感BDC 拓扑
采用反向耦合电感阻断BDC 中开关管体二极管的方法同样适用于其它各种非隔离BDC 拓扑，其中，耦合电感的接入点为滤波电感与开关管的连接点。以Buck/Boost BDC 为例，图8为采用反向 耦合电感的Buck/Boost BDC 拓扑。对于输入输出反向Buck/Boost ，由于滤波电感只有一端与开关管相连，因此只需要引入一个反向耦合电感；而对于输入输出同向的Buck/Boost ，由于滤波电感两端都分别与开关管相连，因此需要引入两个反向耦合电感。对于Cuk 、Zeta 、Sepic 等
BDC ，都可以按照类似的方法推演得到。
(a) 输入输出反向Buck/Boost
(b) 输入输出同向Buck/Boost
图8 Buck/Boost BDC 拓扑 Fig. 8 Topologies of Buck/Boost BDC
3.2 同向耦合电感BDC 拓扑
图9(a)所示为由反向耦合电感与滤波电感构成的电路，可以用Y 型电路等效，如图9(b)所示，而图9(b)所示的3个等效电感可以进一步集成到一起，用一个同相耦合电感代替，如图9(c)所示。
根据图9所示的电感等效电路可知，图9(c)与图9(a)相对应的同向耦合电感的耦合系数k 0为
c L c
(a) 电路1
(b) 电路2
(c) 电路3
f +L c
图9 电感集成
Fig. 9 Integration of inductors
f c
0f c
L kL k L L ?=
+ (11)
式中k 、L c 分别为原来反向耦合电感的耦合系数和电感值。
按照同样的分析过程可知，图8(b)所示的滤波电感与两个反向耦合电感也可以集成为一个同相耦合电感。用同相耦合电感代替采用反向耦合电感的BDC ，可以得到一族同相耦合电感BDC 拓扑，图10为Buck-Boost 、输入输出反向Buck/Boost 及输入输出同向Buck/Boost BDC 拓扑，其它非隔离
BDC 拓扑可以按照类似的方法得到。
由于同相耦合电感BDC 的等效电路与反向耦合电感BDC 的等效电路相同，两者的工作原理类似，本文不再详细分析。根据上文分析可知：反向耦合电感的感值及耦合系数越大，不工作支路的谐振电流峰值越小，由此可以得到，对于同相耦合电感，要求其耦合系数k 0尽量小，特别地，当耦合系
数为0
时，
BDC 等效于两个单向变换器的直接组合。 采用同相耦合电感后，BDC 中仅需要一个电感磁芯，减少了变换器器件数量，但由于要增加一个
(a) Buck-Boost
(b) 输入输出反向Buck/Boost
(c) 输入输出同向Buck/Boost 图10 同相耦合电感BDC 拓扑
Fig. 10 Topologies of BDC with positive coupled inductor
70 中国电机工程学报第32卷
绕组，且考虑降低两绕组的耦合系数，滤波电感体积、重量会有所增加；反向耦合电感BDC需要两个磁芯，但滤波电感公用，相对于传统双向变换器，滤波电感的体积、重量不受影响，且耦合电感和滤波电感彼此分离，可以各自优化设计。具体应用时可在两种双向变换器方案之间综合考虑进行选择。
4 结论
提出了一族非隔离双向直流变换器拓扑，包括反向电感耦合和同向电感耦合两种类型。理论分析和实验结果表明，所提出的变换器具有以下优点：1）通过引入耦合电感阻断不工作开关管的体二极管，避免了传统双向变换器由于开关管寄生体二极管引起的反向恢复问题，效率高；2）双向变换器中开关管的驱动、控制与单向变换器完全一致，不需要设置专门的软启动电路，控制简单；3）由于两个方向功率传输支路彼此独立，开关管无需互补导通，变换器不存在开关管直通故障，其中一个方向功率传输支路故障对另一个方向的功率变换无影响，可靠性高。
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收稿日期：2011-11-24。
作者简介：
吴红飞(1985)，男，博士研究生，主要
研究方向为电力电子与电力传动，
wuhongfei@https://www.doczj.com/doc/fc2098857.html,；
邢岩(1964)，女，教授，博士生导师，
主要研究方向为电力电子与电力传动，
xingyan@https://www.doczj.com/doc/fc2098857.html,。
吴红飞
(责任编辑吕鲜艳)
Extended Summary
正文参见pp.65-71
S9
A Family of Non-isolated Bi-directional DC-DC Converters
WU Hongfei, LU Juejing, SHI Wei, ZHANG Junjun, XING Yan
(Nanjing University of Aeronautics and Astronautics)
KEY WORDS: bi-directional DC converter (BDC); coupling inductor; topology; body-diode reverse-recovery
Bidirectional DC-DC converters (BDC) have been widely used in many applications. The conventional BDC suffers from the reverse-recovery problem of MOSFET’s body diode, which can be eliminated by blocking the body diode of the MOSFET or by employing soft-switching techniques. However, these methods have disadvantages of low efficiency, low power density or complicated topology and control.
This paper proposes a universal solution to the reverse-recovery problem of BDCs. The basic idea is to prevent the current from flowing through the body diode of the MOSFET. The Buck-Boost BDC is taken as an example for analysis. The generation process of the proposed BDC is illustrated in Fig. 1. By employing a small negative-coupled-inductor (NCI) to split the shared branch, composed by two MOSFETs, into two independent branches, the freewheeling current will flow through the introduced rectifier diode but not through the body diode of MOSFET.
L
U L
U D 1
L 2
Fig. 1 Generation of topology of Buck-Boost BDC
The operation principles of the proposed Buck-Boost BDC in Buck and Boost states are similar to the conventional Buck and Boost converter. The two
MOSFET, S 1 and S 2, are controlled separately, therefore, there are no issues concerning soft start and short- through caused by the MOSFETs in the complementary operation. So, both easy control and high reliability can be achieved. To alleviate the reverse-recovery problem,
the coupled inductor should satisfy equation (1).
Lf 1
2i Δ (1) where k is the coupling coefficient of the NCI, C S and Δi Lf are the parasitic capacitance of MOSFET and the
ripple current of the filter inductor, respectively. The topology generation method can be applied to all the non-isolated DC-DC converters to generate a family of BDCs with NCI. And the NCI and the filter inductor can also be integrated into a positive coupled inductor to derive another family of BDCs with a positive coupled inductor.
A 1kW prototype is built to verify the proposed method and topology. The parameters are as follows:
U H =120V , U L =80V , L f =25uH, L c =4.6uH, k =0.88, S 1、S 2:
IXTQ82N25，D 1、D 2: DSA90C200HB. The tested
efficiency of the proposed Buck-Boost BDC is shown in Fig. 2.
P o /W
η/%
100 98 96 94
?1 200
?600
Fig. 2 Efficiency curve
It can be seen that, high efficiency is achieved with the proposed BDC because the reverse-recovery problems of the MOSFET’s body diode have been alleviated.
目录 1.引言 (2) 1.1研究意义 (2) 1.2研究内容 (2) 2.直流-直流变换器的工作原理 (2) 4 H桥DC/DC变换系统的电路仿真模型建立与实现 (6) 5 结论 (11) 心得体会 (12)
1.引言 1.1研究意义 电能是现代工农业、交通运输、通信和人们日常生活不可缺少的能源。电能一般分为直流电和交流电两大类，现代科学技术的发展使人们对电能的要求越来越高，不仅需要将将交流电转变为直流电，直流电转变为交流电，以满足供电能源与用电设备之间的匹配关系，还需要通过对电压、电流、频率、功率因数和谐波等的控制和调节，以提高供电的质量和满足各种各样的用电要求，这些要求在电力电子技术出现之前是不可能实现的，随着现代电力电子技术的发展，各种新型电力电子器件的研究、开发和应用，使人们可以用电力电子变流技术为各种各样的用电要求提供高品质的电源，提高产品的质量和性能，提高生产效率，改善人们的生活环境。 所谓变流就是指交流电和直流电之间的转换，对交直流电压、电流的调节，和对交流电的频率、相数、相位的变换和控制。而电力电子变流电路就是应用电力电子器件实现这些转换的线路，一般这些电路可以分为四大类。 （1）交流—直流变流器。 （2）直流—直流斩波调压器。 （3）直流—交流变流器。 （4）交流—交流变流器。 本课题所要研究的是直流—直流斩波调压。 1.2 研究内容 （1）工作原理分析 （2）系统建模及参数设置 （3）波形分析 2.直流-直流变换器的工作原理 直流—直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路也称斩波电路，它的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，一般是指直接将直流电变为另一直流电，这种情况下输入与输出之间不隔离。间接直流变流电路是在直流变流电路中增加了交流环节，在交流环节中通常采用变压器实现输入输出间的隔离，因此也称为带隔离的直流—直流变流电路或直—交—直电路。直流—直流变流器有多种类型，主要有降压变流器、升压变流器和桥式直流变流器等，这里主要介绍桥式（H型）直流变流器。 电流可逆斩波电路虽可使电动机的电枢电流可逆，实现电动机的两象限运行，但其所能提供的电压极性是单相的。当需要电动机进行正、反转以及可电动又可制动的场合，就必须将两个电流可逆斩波电路组合起来，分别向电动机提供正向和反向电压，即成为桥式可逆斩波电路。
华侨大学厦门工学院毕业设计(论文)开题报告 系：电气系专业班级：11级电气1班姓名 曾俊杰 学号 1102101042 指导 教师 王国玲 职称 学历 副教授 课题名称 单管反激式直流变换器研究 毕业设计（论文）类型（划√） 工程设计 应用研究 开发研究 基础研究 其他
√ 本课题的研究目的和意义： 目的：高效反激式开关电源以其电路抗干扰、高效、稳定性好、成本低廉等许多优点，特别适合小功率的电源以及各种电源适配器，具有较高的实用性。随着电力电子技术的发展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。 意义：在开关电源设计初期，采用的都是分立元件，集成度很低，大部分电路只能在PCB 版上实现，极大的限制了小型化实现的可能。而且大量器件暴露在外，也影响了系统的稳定性。近年来，为了实现更高的效率和更小的体积，开关电源的工作频率有了很大的提高。高工作频率能够减小外围电感和电容的大小，从而减少系统的体积。 文献综述（国内外研究情况及其发展）： 随着电力电子技术的发展，开关电源的应用越来越广泛。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源由于具有线路简单，所需要的元器件少，能够提供多路隔离输出等优点。开关电源是通过开关管关断和导通实现电压和电流变换的装置，亦称无工频变压器的电源，利用体积很小的高频变压器来实现电压变化及电网隔离。开关电源具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点，代表着当今稳压电源的发展方向，已成为稳压电源的主导产品。 随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。反激变压器的设计是一个难点，其往往导致电源设计周期延长。随着PI公司生产的以TOPSwitch为代表的新一代单片开关电源的问世，以上诸多问题都得到了很好的解决。应用TOPSwitch-HX 设计开关电源，不仅器件更少，结构更简单，发热量更少，工作更可靠，采用该系列芯片已成为一种高效的反激式开关电源设计方案。1977年国外首先研制成脉宽调制(PWM)控制器集成电路，美国Motorola公司、Silicon General公司、Unitrode公司等相继推出一系列PWM芯片。近些年来，国外研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM芯片。第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。1994年，美国电源集成公司(Power Integrations)在世界上率先研制成功三端隔离式PWM型单片开关电源，其属于AC/DC电源变换器。之后相继推出TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch等系列产品。意-法半导体公司最近也开发出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B等中、小功率单片电源系列产品，并得到广泛应用。 本课题的主要研究内容（提纲）和成果形式： 1.复习、自学模拟电子技术、电力电子技术、自动控制理论、电路的仿真等方面有关书籍，理解掌握电路仿真软件的使用，如Pspice、Saber等。 2.重点学习Buck-Boost型功率变换器与反激式功率变换器的基本原理、功率电路与控制电路的设计方法与实现，控制电路的稳定性设计等。
设计题目1：电流双向DC-DC 变换器设计 设计要求和技术指标： 主电路结构形式自定； 整机额定功率：2kW ； 输入端为直流蓄电池组，不用考虑容量； 输出端负载为一能量（电流）双向的有源负载，如电动汽车的驱动电机，或者为电能质量控制补偿装置； 要求变换器输出端电压保持恒定为+100V ，输入端蓄电池组电压可在+60V 上下可允许范围内波动；以满足电动汽车的电动和制动两种状态，或满足电网与蓄电池之间的双向能量交换。 一、设计方案： 采用双向半桥逆变器电路，有两种工作模式，分别是 S 1闭合时，S 2截止，电路工作在Boost 电路模式，电流正向流动； S 2闭合时，S 1截止，电路工作在Buck 电路模式，电流反向流动。 两个功率开关器件需保证一个开关完全关断后，另一个才能开通。 主电路如下图所示： 、 参数设计： 在双向半桥变换器中元器件承受的电压能力，IGBT 承受的电压额定值为V 0，二极管承受电压的额定值为V 0， 1、开关器件的开关频率的选择 IGBT 的工作频率是由控制电路的频率决定的。 控制电路的频率应该小于IGBT 允许的最高工作频率。 一般IGBT 的开关频率最大值是20KHZ 。 故选取开关频率为20KHZ 。 2、电感的选取 电感量的计算公式： i sw U D L f I *=*
取纹波电流为2A ，所以电感为L=0.75mH 3、电容的选取 电容的计算公式： 0off sw 0U T C 8Lf U ≥? 输出的纹波电压纹波应小于5%。 C=666.67uF 4、功率开关器件的选择 功率开关器件的电压额定值：为保护功率开关器件，其额定值应该是所承受电压的两倍，设计中变换器输出为100VDC ，所以选择200VDC 。
学号 天津城建大学 控制系统仿真 大作业 直流升压变换器的MATLAB仿真 学生姓名 班级 成绩 控制与机械工程学院 2014年 6 月 20 日
目录 一、绪论 (1) 二、仿真电路原理图及原理 (1) 三、所使用的Matlab工具箱与模块库 (2) 四、模块参数设定 (2) 五、模块封装与仿真框图搭建 (2) 六、仿真结果 (6) 七、结论 (6) 八、参考文献 (7)
一、绪论 在电力电子技术中，将直流电的一种电压值通过电力电子变换装置变换为另一种固定或可调电压值的变换，成为直流-直流变换。直流变换的用途非常广泛，包括直流电动机传动、开关电源、单相功率因数校正，以及用于其它领域的交直流电源。 根据电力电子技术原理，升压式（Boost ）斩波器的输出电压0u 高于输入电源电压s u ，控制开关与负载并联连接，与负载并联的滤波电容必须足够大，以保证输出电压恒定，储能电感也要很大，以保证向负载提供足够的能量。 若升压式斩波器的开关导通时间on t ，关断时间off t ，开关工作周期off on t t T +=。定义占空比或导通比/T t D on =，定义升压比S o /U U =α 。根据电力电子技术的原理，理论上电感储能与释放能量相等，有s s off o u 1u t T β==U ，升压比的倒数T t 1 off ==αβ。还有，1D =+β。由此可见，当s u 一定时，改变β就可以调节0u 。当const T =时，调β就是调off t ，或调on t 也是调β，也就改变了0u ，这就是升压式斩波器的升压工作原理。 二、仿真电路原理图及原理 原理图如图1所示：假设L 值、C 值很大，V 通时，E 向L 充电，充电电流恒为1 I ，同时C 的电压向负载供电，因C 值很大，输出电压0u 为恒值，记为0u 。设V 通的时间为on t ，此阶段L 上积蓄的能量为on 1t EI 。 图1 V 断时，E 和L 共同向C 充电并向负载R 供电。设V 断的时间为off t ，则此期间电感L 释放能量为()off 10t I E -u ，稳态时，一个周期T 中L 积蓄能量与释放能量能量相等。化简得 ()off 10on 1t I E -u t EI =，E t T E t t t off off off on o =+=U ，1T/t off ≥，输出电压高于电源电 压，故称为升压斩波电路。也称为boost chooper 变换器。
直流变换器课程设 计
目录第一章．设计概要 1.1 技术参数 1.2 设计要求 第二章．电路基本概述 第三章. 电力总体设计方案 第三章.电力总体设计方案 3.1 电路的总设计思路 3.2电路的设计总框图 第四章 BUCK 主电路设计 4.1 Buck变换器主电路原理图 4.2 Buck变换器电路工作原理图4.3 主电路保护（过电压保护）4.4 Buck变换器工作模态分析 4.5 主电路参数分析 第五章控制电路 5.1 控制带你撸设计方案选择
5.2 SG3525控制芯片介绍 5.3 SG3525各引脚具体功能 5.4 SG3525内部结构及工作特性 5.5 SG3525构成的控制电路单元电路图第六章驱动电路原理与设计 6.1 驱动电路方案设计与选择 6.2 驱动电路工作分析 第七章附录 第八章设计心得
第一章．设计概要 1.1 技术参数： 输入直流电压Vin=25V，输出电压Vo=10V，输出电流Io=0.5A，最大输出纹波电压 50mV，工作频率 f=30kHz。 1.2 设计要求： （1）设计主电路，建议主电路为：采用 BUCK 变换器，大电容滤波，主功率管用 MOSFET；（2）选择主电路所有图列元件，并给出清单； （3）设计 MOSFET 驱动电路及控制电路； （4）绘制装置总体电路原理图，绘制： MOSFET 驱动电压、 BUCK 电路中各元件的电压、电流以及输出电压波形（波形汇总绘制，注意对应关系）； （5）编制设计说明书、设计小结。 第二章．电路基本概述
直流斩波电路（DC Chopper）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直接直流-直流变换器（DC/DC Converter）。直流斩波电路一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况，输入与输出不之间不隔离。直流斩波电路的种类较多，包括 6 种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk 斩波电路，Sepic 斩波电路和 Zeta 斩波电路。Buck 电路作为一种最基本的 DC/ DC 拓扑，结构比较简单，输出电压小于输入电压，广泛用于各种电源产品中。根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路能够分为脉冲宽度调试、频率调制和混合型三种控制方式，Buck 电路的研究对电子产品的发展有着重要的意义。 MOSFET 特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于 GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过 10kW 的电力电子装置。功率MOSFET 的种类：按导电沟道可分为P 沟道和 N 沟道。按栅极电压幅值可分为；耗尽型；当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；对于 N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率 MOSFET 主要是 N 沟道增强型。 第三章.电力总体设计方案 3.1 电路的总设计思路
双向直流-直流变换器的设计与仿真 姓名：张羽 学号：109081183 指导教师：李磊 院系：动力工程学院
摘要：本文选取了一种以Buck-Boost变换器为基础的双向DC-DC变换器进行了研究，设计了一种隔离型Buck-Boost双向DC-DC变换器。并根据设计指标，对变压器、输出滤波器、功率开关等进行参数设计，并使用saber仿真软件完成了这种带高频电气隔离的拓扑的仿真。 关键字：双向DC-DC变换器Buck-Boost变换器saber仿真软件uc3842 0 引言 所谓双向DC-DC变换器就是实现了能量的双向传输，在功能上相当于两个单向DC-DC。它的输入、输出电压极性不变，但输入、输出电流的方向可以改变。是典型的“一机两用”设备。在需要双向能量流动的应用场合可以大幅度减轻系统的体积重量及成本。 近年来,双向DC/DC变换器在电动汽车、航天电源系统、燃料电池系统以及分布式发电系统等方面得到了广泛应用。 1 基本电路的选取 DC-DC功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的DC-DC变换器又可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的DC-DC变换器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。下面主要讨论非隔离型升压式DC-DC变换器的工作原理。 本文选取Buck-Boost双向DC-DC变换器进行了仿真实验。 2 Buck-Boost双向DC-DC变换器 2.1 Buck-Boost变换器 将Buck变换器与Boost变换器二者的拓扑组合在一起，除去Buck中的无源开关，除去Boost中的有源开关，如图所示，称为升降压变换器。它是由电压源、电流转换器、电压负载组成的一种拓扑，中间部分含有一级电感储能电流转换器。它是一种输出电压既可以高于也可以低于输入电压的单管非隔离直流变换器。Buck-Boost变换器和Buck变换器与Boost变换器最大的不同就是输出电压的极性和输入电压的极性相反，输入电流和输出电流都是脉动的，但是由于滤波电容的作用，负载电流应该是连续的。
开题报告 一背景 直流变换器是一种将模拟量转变为数字量的半导体元件。按功能可分为:升压变换器、降压变换器和升降压变换器。在燃料电池汽车中主要采用升压变换器。变换器首先通过电力电子器件将直流电源转变成交流电(AC),一般称作逆变,然后通过变压器(升压比为1∶n)升压,最后通过整流、滤波电路产生变压后的直流电,以供负载使用. 直流转换器与一般的变换器相比，具有抗干扰能力强、可靠性高、输出功率大、品种齐全等特点，用途广泛，输入输出完全隔离，输出多路不限，极性任选。宽范围输入变换器是专为满足输入电压变化范围较大场合需要而开发的一种直流稳压电源,其输入直流电压可以在DC100V-375V宽范围内变动而保证输出电压的稳定性.此外,这种电源体积小,重量轻、保护功能完善,具有良好的电磁兼容性。本身具有过流、过热、短路保护。多档输出的变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。该变换器分为军用、工业及商业三个品级，在诸如通信机房、舰船等蓄电池供电的场合极为适用。直流—直流变换器(DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式样,在系统中损坏 时可以卸下更换。目前,它正从低技术、元器件型转向高技术、插件(Building black)型发展。系统设计师在开始方案设计阶段就要考虑系统究竟需要什么样的电源输入、输出?DC/DC变换器作为子系统的一个部件,应该更仔细地规定它的指标以及要付出多少费用。有趣的是,全球声称可供给军用DC/DC变换器的厂家超过300家,但却没有两
种产品是相同的,这给系统设计师选用该产品时造成困难。设计师们考虑的最重要的事是:对产品的性能价格比进行综合平衡,决定取舍。需求和市场决定制造厂的发展战略目前,对制造厂家而言,面临着要求降低噪声、减小尺寸以及提高功率和效率的挑战和市场竞争。现扼要介绍几家公司的做法。当今,在任何一个计算机系统中,各种电源都是以插件形式出现的。供应厂商均按用户的要求作相应改动以适应需求。DC/DC直流变换器的军品市场占很大比重,但增长缓慢。分析家们预测:到1996年,DC/DC变换器最大市场将是计算机和通信领域。 美国InterPoint公司的研究开发战略是:针对军用及宇航系统应用,提供一种更便宜、功率更大、性能更好的产品,它们比现有DC/DC 变换器有全面改进。预计今后几年的实际问题仍是产品价格。采用模块化方法可以降低成本,同时提高DC/DC变换器输出功率。一些应用系统要求功率高达2KW,如果采用200W的产品去构建系统,至少要10～12个产品,既麻烦也影响系统可靠性。该公司认为必须研制出功率比200W大2～3倍的大功率电源,而且单件成本控制在1.3～1.7倍才合适。 模块化方法,可以通过消除非重复工程成本(NRE)使系统成本降低。这种模块化的器件也是分布式供电系统的基本构件。鉴于分布式供电比集中供电系统有更多优点,而绝大多数应用系统要求在母线级上直流电压要分别供给不同逻辑电路各种电压,例如+5V、+12V、+3.3V 等等。一些厂家利用板级(on-Card)DC/DC变换器来实现,另一些供应商则把几种输出合在一起,把电源放在靠近需要供电的电路板上。
目录第一章．设计概要 1.1 技术参数 1.2 设计要求 第二章．电路基本概述 第三章.电力总体设计方案 第三章.电力总体设计方案 3.1 电路的总设计思路 3.2电路的设计总框图 第四章BUCK 主电路设计 4.1 Buck变换器主电路原理图 4.2 Buck变换器电路工作原理图 4.3 主电路保护（过电压保护） 4.4 Buck变换器工作模态分析 4.5 主电路参数分析 第五章控制电路 5.1 控制带你撸设计方案选择 5.2 SG3525控制芯片介绍 5.3 SG3525各引脚具体功能 5.4 SG3525部结构及工作特性 5.5 SG3525构成的控制电路单元电路图 第六章驱动电路原理与设计 6.1 驱动电路方案设计与选择 6.2 驱动电路工作分析 第七章附录 第八章设计心得
第一章．设计概要 1.1 技术参数： 输入直流电压Vin=25V，输出电压Vo=10V，输出电流Io=0.5A，最大输出纹波电压50mV，工作频率f=30kHz。 1.2 设计要求： （1）设计主电路，建议主电路为：采用BUCK 变换器，大电容滤波，主功率管用MOSFET；（2）选择主电路所有图列元件，并给出清单； （3）设计MOSFET 驱动电路及控制电路； （4）绘制装置总体电路原理图，绘制：MOSFET 驱动电压、BUCK 电路中各元件的电压、电流以及输出电压波形（波形汇总绘制，注意对应关系）； （5）编制设计说明书、设计小结。 第二章．电路基本概述 直流斩波电路（DC Chopper）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直接直流-直流变换器（DC/DC Converter）。直流斩波电路一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况，输入与输出不之间不隔离。直流斩波电路的种类较多，包括6 种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk 斩波电路，Sepic 斩波电路和Zeta 斩波电路。Buck 电路作为一种最基本的DC/ DC 拓扑，结构比较简单，输出电压小于输入电压，广泛用于各种电源产品中。根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路可以分为脉冲宽度调试、频率调制和混合型三种控制方式，Buck 电路的研究对电子产品的发展有着重要的意义。MOSFET 特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW 的电力电子装置。功率MOSFET 的种类：按导电沟道可分为P沟道和N 沟道。按栅极电压幅值可分为；耗尽型；当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率MOSFET 主要是N 沟道增强型。 第三章.电力总体设计方案 3.1 电路的总设计思路 Buck 变换器电路可分为三个部分电路块。分别为主电路模块，控制电路模块和驱动电路模块。主电路模块，由MOSFET 的开通与关断的时间占空比来决定输出电压u。的大小。控制电路模块，可用SG3525 来控制MOSFET 的开通与关断。驱动电路模块，用来驱动MOSFET。 3.2 电路设计总框图 电力电子器件在实际应用中，一般是有控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。有信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断，来完成整个系统的功能。因此，一个完整的降压斩波电路也应该包括主电路，控制电路，驱动电路和保护电路致环节。根据降压斩波电路设计任务要求设计主电路、控制电路、驱动及保护电路，设计出降压斩波电路的结构框图如下图所示。
双向DC-DC变换器 摘要： 双向DC/DC变换器是一种可以实现“一机两用”的设备，可用其得到能量的双向传输，并且在有些需要能量双向流动的场合，双向DC/DC变换器可大幅度减轻系统的体积、重量以及成本价值，有着重要的研究意义。 首先介绍的是双向DC/DC变换器的概念、应用场合以及其研究现状，并在此基础上分析了电压—电流型双向全桥DC/DC变换器；Buck充电模式时，高压侧开关有驱动信号，低压侧开关管驱动信号封锁，仅用功率开关管的体二极管整流；此时电路为电压型全桥结构；Boost放电模式时，低压侧开关管有驱动信号，高压侧开关管驱动信后封锁，仅用功率开关管的体二极管整流；此时电路为电流型全桥结构。然后，分别对buck充电模式和boost放电模式的工作原理进行了分析。最后利用Proteus软件分别对buck充电模式和boost放电模式的开环和闭环进行了仿真，给出了各部分的波形图，最后得出的仿真结果和理论一致。 关键词：双向DC-DC变换器 Buck充电模式 Boost放电模式
目录 前言 (3) 1.方案论证 (4) 1.1方案一 (6) 1.2 方案二 (6) 1.3 方案选择 (7) 2.电路设计和原理 (7) 2.1 5V电压源电路设计 (7) 2.2 0.1s (8) 2.2.1 引脚及功能表 (9) 2.2.2 (10) 2.3 计数电路设计 (11) 2.4电路设计 (13) 2.5显示电路设计 (14) 2.6控制电路设计 (15) 3.软件仿真调试 (15) 3.1 软件介绍 (15) 3.2 调试步骤及方法 (16) 4.故障分析及解决方法 (17) 5.总结与体会 (18) 附录： (20) A、总体电路图 (20) B、元器件清单 (20) C、元器件功能与管脚 (21) D、参考文献 (24)
高频开关电源中隔离降压式DC/DC变换器的制作方法 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。 2正激变换器中变压器的制作方法 正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕 图1 第三绕组复位正激变换器 正激变换器中变压器的制作 制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值，在变压器的线圈结构设计中实现，而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。 2.1变压器设计的基本原则 在给定的设计条件下磁感应强度B和电流密度J是进行变压器设计时必须计算的参数。当电路主拓扑结构、工作频率、磁芯尺寸给出后，变压器的功率P与B和J的乘积成正比，即P∝B·J。 当变压器尺寸一定时，B和J选得高一些，则某一给定的磁芯可以输出更大的功率；反之，为了得到某一给定的输出功率，B和J选得高一些，变压器的尺寸就可以小一些，因而可减小体积，减轻重量。但是，B和J的提高受到电性能各项技术要求的制约。例如，若B过大，激磁电流过大，造成波形畸变严重，会影响电路安全工作并导致输出纹波增加。若J很大，铜损增大，温升将会超过规定值。因此，在确定磁感应强度和电流密度时，应把对电性能要求和经济设计结合起来考虑。 2.2各绕组匝数的计算方法 正激变换器中的变压器的磁芯是单向激磁，要求磁芯有大的脉冲磁感应增量。变压器初级工作时，次级也同时工作。 1)计算次级绕组峰值电流IP2 变压器次级绕组的峰值电流IP2等于高频开关电源的直流输出电流Io，即
双向直流变换器简介 二○一四年八月
1 技术参数 a产品名称：双向直流变换器。 b额定功率：10kW。 c额定直流母线电压：800V； 额定低压端电压：320V。 d额定电流：35A。 e过载能力：300%。 f效率：96%（额定点）。 g精度：电流控制相对精度：1%； 电压控制相对精度：0.5%； 温度测量精度：1℃。 h电压波动：直流母线稳态电压波动小于10V； 低压端电压波动小于2V。 i响应时间：起动时间小于7s，直流母线突加载10kW的恢复时间小于500ms，直流母线突卸载10kW的恢复时间小于1s。 j噪声：60dB（距离1m处）。 k环境条件：环境温度: -20℃~+55℃ 相对湿度：室内≤95%（25℃），无凝露。 l散热方式：风冷。 m外形：体积450mm*420mm*250mm（长*宽*高）； 重量30kg。
n保护功能 电压保护：直流母线电压过压欠压保护、低压端过压欠压保护； 电流保护：过流保护； 通讯保护：通讯故障保护； 过热保护：自身热保护。 o附加功能 稳态调节、动态调节等适应不同场合的放电管理体系； 多工作模式选择功能：根据工况可以选择待机模式、升压模式（即直流母线模式）、降压模式（即低压模式）； 蓄电池管理功能； 数据记录、存储、备份功能。 2 接口 a输入输出接口：直流母线电压：800V； 低压端电压：320V； （两端电压可调节：直流母线±20V，低压端±20V）。 b通讯接口：CAN通讯接口（可选配485、以太网接口）； c供电接口：具备13.5V/100W的对外供电能力； d温度测量接口：具备对外的温度测量能力。 3 原理简介 双向直流变换器的拓扑结构如图所示，其中LA、LB、LC为三路的储能电感，S1~S6以及D1~D6为智能功率模块IPM，Cu、Cb为滤波电容。通过微处理器实现能量从低压侧到直流母线的升压功能和
n Built in Thermal Shutdown Function n Built in Current Limit Function n Available in TO263-5L package Applications n EPC / Notebook Car Adapter n Automotive and Industrial Boost / Buck-Boost / Inverting Converters n Portable Electronic Equipment Figure1. Package Type of XL6009
Pin Configurations Figure2. Pin Configuration of XL6009 (Top View) Table 1 Pin Description Pin Number Pin Name Description 1 GND Ground Pin. 2 EN Enable Pin. Drive EN pin low to turn off the device, drive it high to turn it on. Floating is default high. 3 SW Power Switch Output Pin (SW). 4 VIN Supply V oltage Input Pin. XL6009 operates from a 5V to 32V DC voltage. Bypass Vin to GND with a suitably large capacitor to eliminate noise on the input. 5 FB Feedback Pin (FB). Through an external resistor divider network, FB senses the output voltage and regulates it. The feedback threshold voltage is 1.25V.
高频开关电源中隔离降压式DC/DC变换器的制作方 法 方法。按照设计方法，设计出一台高频开关电源变压器，用于输入为48V(36～72V)，输出为2.2V、20A的正激变换器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。关键词：高频开关电源；正激变换器；开关电源变压器 1引言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。 2正激变换器中变压器的制作方法 正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕
2015年全国大学生电子设计竞赛 双向DC-DC变换器（A题） 学号：1440720117 吕刚 2015年12月30日
摘要 本设计主要由双向DC-DC变换电路、测控显示电路、辅助电源三部分构成，其中双向DC-DC变换电路降压部分采用XL4016开关降压型DC-DC转换芯片，最高转换效率可达93%，升压部分采用XL6019开关型升压/降压芯片，具有低纹波，输入范围广，转换效率高的特点。恒流部分采用PWM控制原理，形成一个闭环回路，控制电流恒定，恒压部分完全由硬件控制，单片机辅助控制的方式。以上部分确保系统满足题目要求，实现恒流充电，恒压放电，过压保护功能，并且有着较高的转换效率。 在本次设计中恒压部分完全有硬件控制，硬件自身形成一个闭环控制回路，对电压进行调节使其恒定题目要求的精度范围。单片机通过光耦电路的工作与停止，恒流部分由PWM调节占空比，使其恒流。 关键字电池充放电升压降压XL4016 XL6019 STM32
目录 一、系统方案 (1) 1、双向DC-DC变换电路的论证与选择 (1) 2、测量控制方案和辅助电源的论证与选择 (1) 3、控制方法的论证与选择 (1) 二、系统理论分析与计算 (2) 三、电路与程序设计 (3) 1、电路的设计 (3) （1）系统总体框图 (3) 2、程序的设计 (5) （1）程序功能描述与设计思路 (5) （2）程序流程图 (6) 3、程序流程图 (7) 四、测试仪器与数据分析 (7) 附录1：电路原理图 (9) 附录2：源程序 (10)
双向DC-DC变换器（A题） 【本科组】 一、系统方案 本设计主要由双向DC-DC变换电路、测控显示电路、辅助电源三部分构成，其中双向DC-DC变换电路降压部分采用XL4016开关降压型DC-DC转换芯片，最高转换效率可达93%，升压部分采用XL6019开关型升压/降压芯片，具有低纹波，输入范围广，转换效率高的特点。恒流部分采用PWM控制原理，形成一个闭环回路，控制电流恒定，恒压部分完全由硬件控制，单片机辅助控制的方式。以上部分确保系统满足题目要求，实现恒流充电，恒压放电，过压保护功能，并且有着较高的转换效率。 1、双向DC-DC变换电路的论证与选择 方案1:由降压斩波变换电路(即Buck变换电路)和升压斩波变换电路（即Boost 电路）组成双向DC-DC变换电路，分别各使用一个全控型器件VT（IGBT或MOSFET）,对输入直流电源进行斩波控制通过调整全控型器件VT的控制信号占空比来调整输出电压。 方案2：采用XL4016开关型降压芯片和XL6019开关型升压/降压芯片构成升压、降压电路具有低纹波，内助功率MOS,具有较高的输入电压范围，内置过电流保护功能与EN引脚逻辑电平关断功能。 综合以上两种方案，考虑到时间的限制，选择了比较容易实现的方案2。 2、测量控制方案和辅助电源的论证与选择 由于瑞萨单片机开发套件数量有限，所以我们选择了一款相对便宜，速度快，性价比较高的STM32103V8T6作为控制器，显示部分由于收到题目对作品重量的要求，选择了质量轻，分辨率较高的0.96寸OLED屏幕显示。由于市场上所售开关电源模块的，纹波大的因素，所以辅助电源选择了一个较小的9V变压器，进行，整流滤波作为辅助电源。 3、控制方法的论证与选择 方案1：采用PWM调节占空比的方法控制降压芯片的控制端，达到控制恒流和控制恒压的目的，采用PWM调节软件较为复杂，而且PWM调节较为缓慢，软件控制难度大。 方案2：恒压部分完全有硬件控制，硬件自身形成一个闭环控制回路，对电压进行调节使其恒定题目要求的精度范围。单片机通过光耦电路的工作与停止，恒流部分由PWM调节占空比，使其恒流。 综合以上两种方案，选择软件较为简单，硬件较为复杂的方案2。
高频直流变换器的仿真研究 祝晓辉 !空军工程大学"陕西西安$D ##"V #Q +(90/)&5]&2&/*,4’.F +@46*&L 9&.,1\ A !\AA ’.>&*)&*1@.J <’(&A < "-+*8’*,&[.@+.&&*+.@=.+>&*2+)1 #U +$/.$D ##"V #A 4+./%!!摘要$ 基于3/)0/7%Q +(90+.;软件平台"建立了一种X 9,;型并联交错正激式直流变换器的Q +(9M 0+.;模型&模型反映了系统的各种不同工作模式"仿真结果与理论分析基本吻合"为其应用于单向电压源高频环节静止变流器提供了快捷’简便的控制电路优化设计和关键电路参数整定的途径与方法& 关键词&高频直流变换器’并联输出’参数整定’3/)0/7!Q +(90+.; 中图分类号&?3!G D 文献标识码&-文章编号&D ##D H H I $"H ##I %#C ##D $#" 收稿日期&H ##I #!D G #3456’25&X /2&5’.3/)0/7!Q +(90+.;2’6)K /*&<0/)6’*(#/2+(90+.;(’5&0’6X 9,;+.)&*0&/>+.@6’*K /*5\A !\A,’.>&*)&*+25&>&0’<&5E -,4/*/,M )&*+2)+,’6)4+2(’5&0+2)4&@&.&*/0*&60&,)+’.’6/00;+.52’65+66&*&.)K ’*;+.@(’5&2’6)4&212)&(K 4+,4<*’>+5&2/6/2)/.5,’.>&.+&.)(&)4’56’*)4&5&2+@.’6,’.)*’0,+*,9+)/.5)4&;&1’0)/@&2’9*,&4+@46*&L 9&.,10 +.;2)/)+,,’.>&*)&*E 7*89(6:4&4+@46*&L 9&.,10+.;\A !\A,’.M >&*)&*’
双向DC/DC变换器的控制研究 第一章绪论 本章介绍了双向DC/DC变换器（Bi-directional DC/DC Converter，BDC)的基本原理概述、研究背景和应用前景，并指出了目前双向直流变换器在应用中遇到的主要问题。 1.1 双向DC/DC变换器概述 所谓双向DC/DC变换器就是在保持输入、输出电压极性不变的情况下，根据具体需要改变电流的方向，实现双象限运行的双向直流/直流变换器。相比于我们所熟悉的单向DC/DC 变换器实现了能量的双向传输。实际上，要实现能量的双向传输，也可以通过将两台单向DC/DC变换器反并联连接，由于单向变换器主功率传输通路上一般都需要二极管，因此单个变换器能量的流通方向仍是单向的，且这样的连接方式会使系统体积和重量庞大，效率低下，且成本高。所以，最好的方式就是通过一台变换器来实现能量的双向流动，BDC就是通过将单向开关和二极管改为双向开关，再加上合理的控制来实现能量的双向流动。 1.2 双向直流变换器的研究背景 在20世纪80年代初期，由于人造卫星太阳能电源系统的体积和重量很大，美国学者提出了用双向Buck/Boost直流变换器来代替原有的充、放电器，从而实现汇流条电压的稳定。之后，发表了大量文章对人造卫星应用蓄电池调节器进行了系统的研究，并应用到了实体中。 1994年，香港大学陈清泉教授将双向直流变换器应用到了电动车上，同年，F.Caricchi 等教授研制成功了用20kW水冷式双向直流变换器应用到电动车驱动，由于双向直流变换器的输入输出电压极性相反，不适合于电动车，所以他提出了一种Buck-Boost级联型双向直流变换器，其输入输出的负端共用。1998年，美国弗吉尼亚大学李泽元教授开始研究双向直流变换器在燃料电池上的配套应用。可见，航天电源和电动车辆的技术更新对双向直流变换器的发展应用具有很大的推动力，而开关直流变换器技术为双向DC/DC变换器的发展奠定了基础。 1994年，澳大利亚Felix A.Himmelstoss发表论文，总结出了不隔离双向直流变换器的拓扑结构。他是在单管直流变换器的开关管上反并联二极管，在二极管上反并联开关管，从而构成四种不隔离的双向直流变换器：Buck-Boost、Buck/Boost、Cuk和Sepi-Zeta双向直流变换器。 隔离式双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。 反激式变换器是基于Buck/Boost直流变换器设计的，电路结构对称，相比之下更易于构成双向直流变换器。但普通的反激式变换器容易产生电压尖峰和振荡，2001年陈刚博士提出了有源嵌位双向反激式直流变换器，有效的消除了电压尖峰和振荡，并且实现了开关管的零电流开关，减少了开关器件的电压应力。 推挽式变换器也具有对称的电路结构，且结构简单，但存在变压器的偏磁和漏感，从而限制了变换器的应用。所以有学者提出，在输入输出电压相差较大的场合，可以应用由推挽